CN108141199A - 具有附加极点的saw滤波器 - Google Patents

Abstract

为了抑制干扰频率就阶梯型滤波器而言建议，与串联谐振器(S1)并联地连接起电容器作用的附加谐振器(RZ1)。所述附加谐振器的反谐振产生附加极点以用于改善干扰频率的衰减。

Description

具有附加极点的SAW滤波器

为了减小SAW滤波器的温度变化(Temperaturgang)，SAW滤波器设有通常包含SiO₂的补偿层。然而，作为这种措施的副作用，耦合有所减少。因此，只有在起高度耦合作用的衬底上才能实现具有这种补偿层的宽带滤波器。

例如可在切角为红光128°的铌酸锂晶体上构建具有补偿层的由SAW谐振器构建的SAW滤波器。在这种衬底材料上，使用声学瑞利模式(Rayleigh-Mode)的谐振频率。

然而，在带有针对电极与在这些电极上沉积的层的特定材料组合和/或针对特定层厚度组合的许多滤波器中，在铌酸锂上可展开寄生SH模式(水平剪切模式)。SH模式的谐振频率高于瑞利模式的谐振频率。针对滤波器的串联谐振器而言，SH谐振处于滤波器的通带上边缘的区域内，并在该处引起对传递函数的扰动。即使这种滤波器的几何结构被优化成最大限度地抑制SH模式，但由于公差相关的几何偏差以及在温度和功率负荷的作用下这种SH模式仍强烈地激发。由此可出现谐振器的温度和功率负荷增大，这可导致过早的损耗并最终导致滤波器失效。

此外，现有的前端模块须运行越来越多的频带，因此各种滤波器的相互隔离成为越来越严重的问题。特别是，Tx滤波器须如此设计，即使得其在并行Rx频带中具有充分的衰减。

本发明的目的在于，提出一种SAW滤波器，利用该SAW滤波器，能够在由SAW谐振器构建的带通滤波器的干扰频率的情况下以简单的方式改善衰减。本发明的另一个目的在于，在通带上边缘的频率范围内可靠且持久地避免起干扰作用的SH模式。

根据本发明该目的由根据权利要求1所述的SAW滤波器解决。本发明的其它实施方案以及用于在SAW滤波器中移动起干扰作用的SH模式的方法可从其它权利要求中得出。

根据本发明的SAW滤波器由SAW谐振器构建并且具有阶梯型结构。该SAW滤波器包括接在滤波器输入端与滤波器输出端之间的串联支路，在该串联支路中布置有串联谐振器。设置从串联支路分支的并联支路，该并联支路将串联支路连接到固定电位，特别是接地。例如，滤波器具有在两到五个之间的并联支路以及同样多个串联谐振器。然而在此串联谐振器的数目也可不同于并联谐振器的数目。此外，如果期望更高的选择，滤波器可具有更多数目的谐振器。

现在根据本发明在就此而言通过已知方式构建的滤波器中，构造为附加谐振器的电容器与所述串联谐振器中的一个并联。该附加谐振器的间距(Pitch)被标定成使其在滤波器的中间频率下起电容器作用，但其以其反谐振频率在干扰频率下构造附加极点以用于改善干扰频率的衰减。

以此实现，在Tx滤波器中改善在另一频带的Rx范围内的抑制并且改善在两个频带中的并行操作。由此能够改善可操作这两个频带的前端模块的特性。

根据一种实施方式，与串联谐振器的间距相比，附加谐振器的间距缩小，以便在通带之上的给定干扰频率下实现改善衰减。然而还可行的是，与串联谐振器的间距相比，扩大附加谐振器的间距，以便在通带之下的给定干扰频率下实现改善衰减。

附加谐振器的反谐振频率可被设定到滤波器通带之外待抑制的干扰频率上。只要谐振器的谐振频率足够远离谐振器的通带，该谐振器的谐振频率可被设定到几乎任意频率上。于是，谐振器在滤波器通带中的频率下起纯电容器的作用。通过附加谐振器的反谐振频率产生极点，当极点邻近通带时，该极点可特别好地使用以抑制干扰频率。然而，通过相应设定第一电容器的谐振频率，可良好地抑制更远干扰频率，如例如板模式(Plattenmoden)或体波的更高频率的谐振。

此外采用附加谐振器以及其它措施实现消除如在开头已经提及的那样在某些材料组合与滤波器配置下出现的起干扰作用的SH模式移出通带上边缘的起干扰作用的区域之外。

为此，对于在滤波器中具有全部串联谐振器的最低反谐振频率的串联谐振器而言设有最大的叉指周期。与其余串联谐振器相比，该串联谐振器的零极点间距缩小。零极点间距的缩小被标定成通过更小的叉指周期和更小的零极点间距，使得该第一串联谐振器的寄生剪切模式(SH-Mode)从通带边缘消失或者在通带边缘之上的频率下才出现。

为了减小零极点间距，附加谐振器可以与该第一串联谐振器并联。该附加谐振器的电容被标定成通过更短的叉指周期和更小的零极点间距，使得该第一串联谐振器的寄生剪切模式(SH-Mode)从通带边缘消失或者在通带边缘之上的频率下才出现。

换言之，现在就取决于设计具有最低的谐振频率和反谐振频率的第一串联谐振器而言，通过附加谐振器与第一串联谐振器的并联来减小零极点间距。由于在此通带的反谐振还会偏移到不利的较低频率，这又通过逆向频偏来补偿，这通过减小第一串联谐振器的叉指周期实现。在此可如此进行补偿，即在减小零极点间距之前使反谐振频率再次出于其原始位置上。为与谐振器的原始值相比不扩大谐振器与并联电容器的总电容，通过减小孔径或减小叉指数目来相应缩减谐振器。

结果，获得一种滤波器，其中与剪切模式相关联的寄生谐振已经从通带中完全消除并且位于通带边缘之上。在此滤波器的带宽和插入衰减几乎保持不变，从而尽管不同于已知且已经关于滤波器特性且尤其是关于通带优化设计但不必忍受在通带内滤波器特性的劣化。

通过简单的措施而无需过多的努力可实现根据本发明的滤波器中的这种SH模式移动的附加效应。与常规的阶梯型滤波器相比，采用附加谐振器的滤波器仅需要在滤波器衬底上不显著更大的表面，因为对此同时可减小谐振器的电容，以为了使由电容器与谐振器形成的并联电路的总电容保持在所需的范围内。

减小零极点间距的另一种可行方式在于，选择相应的衬底材料或者相应地更改设计。可行的是，例如在材料和层厚方面改变层结构，特别是施加和/或改变修整层。作为用于减少TCF的补偿层而施加的SiO₂层例如可在局部通过附加层补充或者仅在厚度方面改变，以使耦合减小到期望的程度，其中零极点间距减小。

根据本发明的具有移动的SH模式的滤波器与在通带或通带边缘的区域内具有起干扰作用的SH模式的滤波器相比在性能上更加稳定。本发明基本上不会对通带特性产生影响，并且因此只带来改善的性能。

根据本发明的滤波器可被使用于双工器和通带滤波器中，以便更好地抑制干扰频率和/或使起干扰作用的SH模式移出通带区域之外。干扰频率可在Tx滤波器中位于其它频带的Rx范围内，从而这些频率在根据本发明的(Tx)滤波器中得到更好地抑制，并且不再干扰另一个频带中的工作。

根据本发明的滤波器优选被用作TX滤波器，在发射工作中对该TX滤波器施加的功率高于接收中的Rx滤波器，并且因此在TX滤波器中起干扰作用的模式产生的影响远低于在RX滤波器中。

如所提及的那样，本发明特别是能够用于这样的带通滤波器，即其使用瑞利波，构建于铌酸锂上，并且具有减少耦合的补偿层(TCF补偿)。

有利地，它们也用于具有基于铜的电极的谐振器。这种电极结构可例如包括由铬、银、铜和铬组成的子层。替选的电极结构例如包括由钛、银、铜和钛组成的层。

根据一种实施方式，滤波器被构建于切角为红光125°至红光130°之间的铌酸锂衬底上。该切角范围对于瑞利波而言具有高的耦合常数。

作为用于滤波器的优选压电衬底，可选择切角为红光128°的铌酸锂晶体。

根据另一种实施方式，根据本发明的SAW滤波器通过在衬底上进行电极金属化而具有作为TCF补偿层的SiO₂层。该层可具有在关于所需声波的波长的15％至50％范围内的相对层厚。

在补偿层上可施加氮化硅层用来防潮。

在一种实施例中，SAW滤波器被配置成在相对带宽＞3％的宽带频带中工作，特别是在频带2或3中工作。

根据本发明的滤波器也可具有多个第一串联谐振器，其谐振频率在未采取根据本发明的措施的情况下在通带的区域内或在通带边缘的区域内引起SH干扰模式。

相应地，在这种根据本发明的SAW滤波器中，并联于具有相应低反谐振频率的全部第一串联谐振器分别连接有第一电容器。同时，这些第一串联谐振器配设有与其它串联谐振器相比更短的叉指周期。在此重要的是，始终仍留有具有不改变的零极点间距保持的其它串联谐振器，以便确保滤波器的必要带宽。

同样根据本发明的方法可用于产生附加的滤波器极点。在第一步骤中，在此通过常规的方式在SAW单口谐振器的基础上设计滤波器。针对该设计而言，仅需考虑达成所需的通带特性。

这样的滤波器通过已知的方式由接在滤波器输入端与滤波器输出端之间的串联支路以及n个与该串联支路并联且接到固定电位的并联支路构建而成，在所述串联支路中布置有串联谐振器，在所述并联支路中均布置有并联谐振器。就此而言，设计出常规的阶梯型结构。

与第一串联谐振器并联地设置且连接附加的谐振器。

在下一个步骤中，如此设定所述附加谐振器的间距，即使其反谐振频率在待抑制的干扰频率下构造附加极点，以便改善滤波器在干扰频率下的衰减。

为了移动SH模式，确定这样的一个或多个第一串联谐振器，即其在该第一种设计中在通带或通带边缘的区域内具有起干扰作用的SH模式。这可通过考虑出现SH模式的模拟方法来实现。

那么，第一串联谐振器是通过这种方式获取的具有关于其频率位置起干扰作用的SH模式的串联谐振器。现在并联与第一串联谐振器分别连接有构造为叉指结构的第一电容器，该第一电容器减小这个或这些第一串联谐振器的零极点间距。

在下一个设计步骤中，通过更小的零极点间距移动的反谐振频率又移动到通带右边缘区域内的所设置的位点处，具体方式是，相应地减小该第一串联谐振器的叉指周期。由减小叉指周期引起的谐振频率的频移量在此优选精确地对应于零极点间距的缩小量。由此，第一串联谐振器的反谐振频率又处于第一串联谐振器在不具有并联电容器且不减小叉指周期的情况下具有的频率下，这相应于在第一个步骤中获取的最佳频率位置。

在下一个步骤中，通过减小孔径或者减少叉指数目来减小谐振器的电容，从而谐振器和并联电容器的总电容继而相应于谐振器的原始电容。

在根据本发明的方法中，第一串联谐振器的所述频率以这样的程度移动，即使得取决于这些谐振器的谐振频率的SH模式的频率向通带边缘之上的频率移动。

根据本发明的一种实施方式，首先确定频率量Δf，SH模式可至少向上移动该频率量，直到该SH模式不再干扰通带。然后使零极点间距刚好减小这个值Δf，这通过选择第一并联电容器的适当电容值来设定。

在具体的应用例中，滤波器是针对移动通信频带2中的TX频率来设计，其按定义为1850MHz至1910MHz。在2110MHz至2155MHz范围内的通带之上还布置有移动通信频带4的RX频率。根据该实施方式，现在与第一串联谐振器并联的电容器被构造为谐振器，并且其频率位置被设定成在滤波器的传递函数中形成频带4的RX频率下的极点。由此避免相邻频带4的RX频带的干扰。通过这种方式实现，除移SH模式之外，还能改善滤波器在干扰频率下的衰减。

下面参照实施例及相关附图对本发明进行详细说明。附图为纯粹示意性的并且部分实施成框图。在附图中仅示出本发明的重要元素以供参考。这就表明，在根据本发明的滤波器中还可能存在此外并未示出的其它元素。

其中：

图1示出根据本发明的第一SAW滤波器；

图2示出根据本发明采用的谐振器的电路符号和金属化物；

图3以部分区段示出根据本发明的滤波器的示意性横截面图；

图4示出用于在图1中示出的滤波器的通过模拟获取的通带曲线；

图5示出在根据本发明的变型方案之前和之后的第一谐振器的阻抗；

图6示出用于根据本发明的滤波器的谐振器的阻抗以及由此得到的通带曲线；

图7示出在图6中示出的滤波器的通过模拟获取的通带曲线；

图8示出从现有技术中已知的滤波器；

图9示出用于图8的滤波器的谐振器的阻抗以及所得的通带曲线；

图10示出根据图8和9的滤波器在考虑和不考虑SH模式情况下的模拟的通带；

图11示出可替选使用的采用抽指加权的串联谐振器的俯视图；

图12示出用于减小零极点间距的替选解决方案的相对空间要求。

图1按照示意性框图示出根据本发明的第一实施例。滤波器由接在两个端子TXIN与ANT之间的串联支路SZ组成。在串联支路SZ中布置有四个串联谐振器S1、S3、S5和S7。在每两个串联谐振器之间，从串联支路分支出接地GND的并联支路PZ，在该并联支路PZ中分别布置有并联谐振器P2、P4或P6。并联于这些串联谐振器中的至少一个(在此为两个串联谐振器S1和S5)各连接一个附加谐振器RZ1、RZ5。附加谐振器RZ1使在串联支路中位于串联谐振器S1之前的第一电路节点N1与在串联支路中布置于串联谐振器S1之后的第二电路节点N2相连接。这同样适用于附加谐振器RZ2。全体的串联谐振器S和并联谐振器P构成SAW谐振器。

图2在左部分中示出用于谐振器的电路符号，而在右部分中示意性给出可用于本发明的谐振器的示例性金属化物。作为金属化物，优选使用基于铜的多层体系，例如铬Cr、银Ag、铜Cu和铬Cr的层序列或者钛Ti、银Ag、铜Cu和钛Ti的层序列。然而，用于电极的其它层体系也是可行的，但这些其它层体系优选具有至少一个铜层。

金属化物被施加在带有高耦合的压电衬底上，特别是具有红光128°晶体切割的铌酸锂晶体上。

图3示出穿过如可根据本发明构造的SAW滤波器的横截面图。在压电衬底SU上示出了滤波器的器件结构、尤其以横向于指延伸方向的截面图示出了相关反射器的电极指和/或叉指。直接在施覆有器件结构BS的衬底SU上方施加补偿层KS，借助于该补偿层，减小或甚至补偿频率的温度系数。为此，通常使用足够厚的SiO₂层。

为了保护对湿度敏感的补偿层KS免受环境影响，还施加保护层PL作为最后的最上层，例如厚度为10nm至200nm的薄氮化硅层。

图4示出在图1中示出的滤波器的模拟的通带曲线。与不具有附加谐振器的已知滤波器相比，干扰频率范围内的衰减得到改善。在附图中圈出这种改善。举应用例而言，选择频带2的Tx滤波器，其在频带4的双工器的Rx范围内显示明确的极点并由此改善衰减。

为了进一步阐述本发明，特别是为了阐述根据本发明的用于移动起干扰作用的SH模式的方法，下面将扼要地描述根据本发明的滤波器的设计方法并阐述为此所需的措施。

图8示出基本结构与在图1中示出的根据本发明的SAW滤波器相同的常规SAW滤波器，在该常规SAW滤波器中仅缺失附加谐振器。串联谐振器S和并联谐振器P的频率被选择成产生期望通带。就此而言，针对期望频带来优化滤波器。

在图9中示出针对根据图8的已知滤波器使用的各种谐振器与其阻抗以及由此得出的通带曲线TF或传递函数。

为了实现具有所示的大带宽的滤波器，串联谐振器S和并联谐振器P的谐振频率fr(P)和fr(S)被选择成彼此偏移，并且优选各不相同。在范围fr(P)内，出现并联谐振器的谐振频率，可以看出其阻抗曲线的最小值。在零极点间距保持不变时，可对此在相应的间距上在范围fa(P)内找到并联谐振器的反谐振。

在相同或相似的频率范围fr(S)内存在串联谐振器的谐振频率，这些谐振频率优选相对于通带的中心对称布置。

串联谐振器的反谐振频率在频率范围fa(S)内处于传递函数TF的通带右边缘上方。

在图9中示出的全体曲线皆为在不考虑出现起干扰作用的剪切波模式(SH模式)的情况下所确定的模拟结果。

图10：然而如果现在允许在模拟计算中出现SH模式，则针对在图8和9中示出的滤波器结构得出在通带中的在图10中示出的通过特性。示出用于双工器的TX滤波器(左侧曲线)和RX滤波器(右侧曲线)的两个通带。为了更好地看出起干扰作用的SH模式SHM的效应，在图中使两条曲线重叠，对应于按照曲线1不考虑SH模式的模拟以及相应于曲线2考虑到出现SH模式的模拟。在TX滤波器中，在通带右边缘中在标有箭头的部位处出现起干扰作用的谐振，对应于起干扰作用的SH模式SHM。然而，在通带边缘区域内的这种SH模式导致滤波器的较严重的热负荷，这导致滤波器的额外功率负荷并且相应导致更高的热负荷，该更高的热负荷加速滤波器的老化并且可损坏器件结构BS。

从计算中还得出，起干扰作用的SH模式由带有最低谐振频率的串联谐振器所产生。当所需模式(瑞利波)的谐振频率布置在相应较低的频率处时，SH模式与谐振频率之间的间距仅在通带边缘的区域内，因为在滤波器的谐振器中，SH模式与瑞利模式的频率间隔几乎恒定。该第一谐振器的阻抗在图9中以RSx标明。

通过适当地协调电极、补偿层和保护层的层厚以及通过适当地选择电极在其高度上的金属化比例可使起干扰作用的SH模式最小化。然而，由于精确的协调因生产相关的偏差而具有公差，因此在批量生产中不可有效地抑制起干扰作用的SH模式，或者说带有未获抑制或抑制不良的SH模式的滤波器的比例过高。

不可能在不对通带特性或通带右边缘产生不利影响的情况下，简单地将存在起干扰作用的SH模式的串联谐振器的谐振频率移向更高的频率并因此还将SH模式的起干扰作用的峰移出通带边缘的区域之外。因此，根据本发明，通过以下方式将这种具有起干扰作用的SH模式的谐振器的零极点间距减小频率量Δf，即使一个或多个额外谐振器与该串联谐振器并联，例如参见图1中的谐振器RZ1和RZ2。

通过在滤波器的中间频率下仅起电容器作用的附加谐振器的电容，将串联谐振器的反谐振频率向更低的频率偏移量值Δf，并且借此减小零极点间距。然而，为了补偿这种效应并且将为了形成通带边缘重要的反谐振频率再次带到正确的位置，与之并行地缩短叉指周期，以使谐振频率向更高的频率偏移量值Δf。这还可在所有以下情况中是必要的，即在其中应通过附加谐振器主要产生附加极点，以为了因此更好地抑制干扰频率。

图5示出不具有附加谐振器(左侧曲线)以及具有并联谐振器和延长叉指周期(右侧曲线)的第一串联谐振器的阻抗的模拟计算。通过这两种措施，与这两条曲线的最小值对应反谐振频率的位置实际上保持不变，而谐振频率向更高的频率偏移量值Δf。

图6示出与图9相应的示图，但是在其中现在具有并联的附加谐振器的串联谐振器的阻抗在位置和零极点间距方面有所变化。谐振频率现在向上偏移量值Δf，而反谐振的位置保持不变。已表明，尽管存在附加的谐振器，但通带TF几乎保持不变。

图7示出考虑SH模式和不考虑SH模式的模拟中的相应滤波器的通带。相应于已经描述的图10，这两条曲线再次以重叠方式示出。与图10相比，现在在图7中示出利用本发明产生的效果，在通带右边缘的区域内(参见所绘的箭头)，两种计算或两条曲线中的SH模式(参见图10中的SHM)完全消失或不再出现。其余的通带特性实际上保持不变，从而采用根据本发明的措施，不必忍受在通带范围内的缺陷。

在其它未示出的实施方式中，超出图1其它串联谐振器可与附加谐振器并联连接。为了不减小滤波器的带宽，只有SH模式位于通带或其边缘内的低频串联谐振器才并联连接有电容器。此外，可进一步增加并联支路的数目和串联谐振器的数目。

在其它未示出的实施方案中，单个、多个或全体谐振器实施成级联。级联在此表示通过串联至少两个子谐振器来代替如图2中所示的单个SAW谐振器。由于级联，位于谐振器处的电压下降，从而为了补偿相应可增加谐振器的面积。由此同时器件结构的功率稳定性增加，从而尤其将受到最强信号振幅的那些谐振器级联。在TX滤波器中这尤其是靠近输入端(TXin)布置的串联谐振器以及具有最高谐振频率的并联谐振器。同样地未示出电感器，利用该电感器尤其并联支路可串联接到固定电位。

图11示出具有抽指加权的谐振器的俯视图。这是使用并联电容器来减小谐振器的零极点间距的另一种替选方案。

图12在按真实比例的局部图a、b和c中和因此以适于大小对照的方式示出相应的空间需求。

(a)不变的串联谐振器SX

(b)具有缩放的叉指周期、缩小的孔径和附加的谐振器的串联谐振器SX＇

(c)与其等效的具有抽指加权的串联谐振器SXW

从图中可清楚地看出，虽然空间需求从a)到c)递增，但解决方案b)是需要最少额外空间的方案。

仅参照几个实施例对本发明予以描述，因此本发明不限于这些实施例。因此，根据本发明的滤波器可与所示出的结构(即所示的框图)不同。此外，滤波器就其层结构而言也可与在图3中示出的已知层结构不同。

根据本发明的滤波器可为双工器的一部分，其中本发明既用作双工器的接收滤波器，又用作双工器的TX滤波器。

Claims (12)

1.一种SAW滤波器，

-包括：

-接在滤波器输入端与滤波器输出端之间的串联支路(SZ)，在该串联支路(SZ)中布置有串联谐振器(S)，以及

-n个与所述串联支路并联且接到固定电位(GND)的并联支路(PZ)，在这些并联支路(PZ)中分别布置有并联谐振器(P)，其中，2≤n≤5，

-其中，在滤波器的中间频率下起电容器作用的附加谐振器(RZ)与串联谐振器(S)并联，

-其中，所述附加谐振器的间距被设定成使其以其反谐振在干扰频率下构造附加极点。

2.根据权利要求1所述的SAW滤波器，

其中，与所述串联谐振器(S1)的间距相比，所述附加谐振器(RZ1)的间距缩小，以便在通带之上的给定干扰频率下实现改善衰减。

3.根据前述权利要求中任一项所述的SAW滤波器，

-其中，第一串联谐振器(Sx)被构造成使其具有全部串联谐振器的最低反谐振频率和最大叉指周期，

-其中，与其它串联谐振器(S)相比，所述第一串联谐振器(Sx)的零极点间距以如此程度减小，即使得声波的寄生剪切模式移出到所述滤波器的通带之外，

-其中，所述串联谐振器(S)中的其它串联谐振器具有比在所述第一串联谐振器中更大的零极点间距和叉指周期。

4.根据前述权利要求中任一项所述的SAW滤波器，

-其中，所述第一串联谐振器(Sx)的零极点间距通过所述附加谐振器减小，

-其中，所述附加谐振器在所述滤波器的中间频率下起作用的电容如此确定大小，即使得通过所述第一串联谐振器的较短叉指周期和较小零极点间距，使得声波的寄生剪切模式移出到所述滤波器的通带之外。

5.根据前述权利要求中任一项所述的SAW滤波器，该SAW滤波器构建于切角为红光125°至红光130°的铌酸锂衬底上。

6.根据前述权利要求中任一项所述的SAW滤波器，该SAW滤波器具有通过电极金属化布置于衬底上的SiO₂层，以用于补偿所述滤波器的温度变化。

7.根据前述权利要求中任一项所述的SAW滤波器，其中，对于待抑制的干扰频率而言所述附加谐振器(RZ)的反谐振频率处于通带之外。

8.根据前述权利要求中任一项所述的SAW滤波器，该SAW滤波器被配置成在相对带宽大于3％的频带中工作，特别是在频带2或3中工作。

9.根据前述权利要求中任一项所述的SAW滤波器，

-其中，SH模式处于通带右边缘与侧底之间范围内的全部串联谐振器皆实施成具有减小的零极点间距。

10.根据前一项权利要求所述的SAW滤波器，其中，出现起干扰作用的SH模式的那些串联谐振器(S)的零极点间距被减小，以便通过以下方式实现校正所述SH模式的位置：

-在材料和层厚方面改变层结构，特别是施加和/或改变修整层，

-抽指加权，

-与构造为谐振器的并联电容器连接。

11.一种用于在SAW滤波器中产生附加的滤波器极点的方法，

a)其中，在第一步骤中，由SAW谐振器设计所述滤波器，

b)其中，设置接在滤波器输入端(TXIN)与滤波器输出端(ANT)之间的串联支路(SZ)，在该串联支路(SZ)中布置串联谐振器(S)，以及n个与所述串联支路并联且接到固定电位(GND)的并联支路(PZ)，在这些并联支路(PZ)中分别布置并联谐振器(P)，

c)其中，与第一串联谐振器(Sx)并联地设置或连接起电容器作用的附加谐振器(RZ)，

d)其中，所述附加谐振器(RZ)的间距设定成使其反谐振频率形成在待抑制的干扰频率下构造附加极点，以便在干扰频率下改善滤波器的衰减。

12.根据权利要求11所述的方法，

-其中，在步骤a)中，针对频带2中的Tx频率来设计所述滤波器，即对于1850MHz至1910MHz的通带，

-其中，所述附加谐振器的频率位置设定成使得获得在频带4的Rx频率下的极点，即在2110MHz至2155MHz之间。