CN108024190A - 包括开关电容dc-dc转换器的听力设备 - Google Patents

包括开关电容dc-dc转换器的听力设备 Download PDF

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Abstract

本发明涉及包括开关电容DC‑DC转换器的听力设备。一种听力设备，包括：可充电电池源，用于提供电池供电电压；和开关电容器DC‑DC转换器，包括耦合至电池供电电压的DC输入端，用于将电池供电电压转换为更高或更低的DC输出电压。听力设备包括连接至DC输出电压的至少一个有源电路，用于对至少一个有源电路的有源组件供电。

Description

包括开关电容DC-DC转换器的听力设备
技术领域
本发明涉及一种听力设备，其包括提供电池供电电压的可充电电池源和开关电容器DC-DC转换器，该开关电容器DC-DC转换器包括耦合至电池供电电压的DC输入端，用于将电池供电电压转换为更高或更低的DC输出电压。听力设备包括连接至DC输出电压的至少一个有源电路，用于对至少一个有源电路的有源组件供电。
背景技术
开关电容器DC-DC电力转换器是本领域已知的，并且已经应用于各种类型的便携式通信设备。开关电容器DC-DC电力转换器用于将来自便携式设备的能量源或电源(例如可充电电池)的DC输入电压转换为适用于对各种类型的集成电路和其他有源组件供电的更高或更低的DC输出电压。开关电容器DC-DC电力转换器与其基于电感器的对应器件相比具有一定的显著优点，例如相对较低的EMI等级，这是因为没有存储在电感器的磁场中的能量。开关电容器DC-DC电力转换器可以具有较小尺寸和较高能量转换效率。开关电容器DC-DC电力转换器的不同拓扑结构能够提供DC电压升高(即，升压)和DC电压降低(即，降压)，具有拓扑相关的最佳电压转换比率，例如1：2或1：3升压转换以及2：1和3：1降压转换。
然而，本领域仍然需要提供具有改进的性能特点的开关电容器DC-DC电力转换器，例如在较宽负载范围下的更高电力转换效率，甚至进一步降低电磁噪声辐射、减少DC输出电压上的电压纹波、改进的电源调节和改进的负载调节等。开关电容器DC-DC转换器对于为听力设备供电尤其有用，其中尺寸紧凑的壳体或定制外壳以及小容量电池常常在电源电路的尺寸、电力转换效率和电磁辐射方面产生严重约束。此外，由基于磁/电感器的DC-DC电力转换器生成的磁场辐射容易干扰听力设备中存在的RF无线收发器的RF信号接收和发送。
发明内容
本发明的第一方面涉及一种听力设备，包括：可充电电池源，提供电池供电电压。听力设备包括开关电容器DC-DC转换器，其包括耦合至电池供电电压的DC输入端，用于将电池供电电压转换为更高或更低的DC输出电压。听力设备的至少一个有源电路连接至DC输出电压，用于对至少一个有源电路的有源组件供电。
听力设备可以包括根据任何已知壳体风格的壳体或外壳，例如耳后式(BTE)、耳内式(ITE)、入耳式(ITC)、完全入耳式(CIC)等。听力设备可以包括用于从听力设备的外部环境拾取声音的一个或多个麦克风，并且作为响应生成第一音频信号。
至少一个有源电路可以包括多个有源电路或电路块，配置为实现听力设备的相应处理功能，例如放大、压缩、滤波、波束形成由麦克风或听力设备的麦克风拾取的一个或多个音频信号(例如，语音或音乐)。至少一个有源电路可以包括形成数字逻辑电路或模拟电路或两者的组合的多个互连晶体管。至少一个有源电路可以包括如下面进一步详细讨论的D类输出放大器。
可充电电池源可以包括将电池供电电压输送至开关电容器DC-DC转换器的DC输入端的至少一个锂离子电池单元。由于锂离子电池单元提供约4.0V的标称电池电压，所以取决于至少一个锂离子电池单元的充电状态，开关电容器DC-DC转换器可以配置为以2:1和/或3:1的系数降低电池供电电压，以向听力设备的至少一个有源电路提供约1.2V的DC输出电压。后者约为1.2V的电压通常对于D类输出放大器和听力设备的其他有源电路是最佳或接近最佳的，如下文所讨论的。然而，本领域技术人员将理解，针对输送1.2V以下的标称电池电压的其他类型的可充电电池原，开关电容器DC-DC转换器可以配置为以一定比率(例如1:2和/或1:3)来提高电池供电电压。
听力设备的至少一个有源电路可以包括控制和处理电路，其包括：第一音频输入信道，用于接收第一音频信号；信号处理器，用于接收并处理音频信号，以用于根据使用者的听力损失生成补偿麦克风信号；其中，补偿麦克风信号施加至D类输出放大器的音频输入端，以用于以预定调制频率生成调制输出信号以应用于微型接收器或扬声器。
听力设备的信号处理器可以包括专用数字逻辑电路、软件可编程处理器或其任何组合。如本文所使用的，术语“处理器”、“信号处理器”、“控制器”、“系统”等旨在指代微处理器或CPU相关实体或硬件、硬件和软件的组合、软件或执行中的软件。例如，“处理器”、“信号处理器”、“控制器”、“系统”等可以是但不限于在处理器上运行的进程、处理器、对象、可执行文件、执行线程和/或程序。作为说明，术语“处理器”、“信号处理器”、“控制器”、“系统”等指定在处理器上运行的应用和硬件处理器。一个或多个“处理器”、“信号处理器”、“控制器”、“系统”等或其任何组合可以存在于执行的进程和/或线程内，并且一个或多个“处理器”、“信号处理器”、“控制器”、“系统”等或其任何组合可以本地化在一个硬件处理器上，可能与其他硬件电路组合和/或分布在两个或多个硬件处理器之间，可能与其他硬件电路组合。而且，处理器(或类似术语)可以是能够进行信号处理的任何组件或组件的任何组合。例如，信号处理器可以是ASIC处理器、FPGA处理器、通用处理器、微处理器、电路组件或集成电路。
听力设备可以包括：无线接收器，耦合至第一音频输入信道，用于接收无线调制音频信号；和解码器，耦合至无线接收器，用于提取无线音频信号并将无线音频信号耦合至第一音频输入信道或第二音频输入端。无线接收器可以包括用于所选类型的无线传输的适当天线，例如RF天线或磁天线。例如，RF天线可以配置为根据蓝牙标准或蓝牙低能量(蓝牙LE)标准接收无线调制音频信号。替代地，可以例如基于磁耦合应用低得多的通信频率，在这种情况下，磁天线可以包括传统的电磁线圈。
听力设备可以附加地包括：输出变换器，例如接收器、扬声器、注入电极变换器等，配置为基于听力损失补偿麦克风信号来供应调制输出信号。听力设备使用者的听觉系统将听觉输出信号感知为声音。
开关电容器DC-DC转换器的优选实施例包括：时钟发生器，配置为生成时钟信号；电荷泵电路，包括由从时钟信号导出的第一和第二非重叠时钟相位驱动的开关阵列；所述开关阵列配置为在第一时钟相位下根据DC输入电压对飞跨(flying)电容器充电，并且在第二时钟相位下使飞跨电容器向连接至DC输出电压的输出电容器放电。开关电容器DC-DC转换器附加地包括输出电压调节器，其包括：参考电压输入端，用于接收DC参考电压；和反馈电压输入端，用于接收表示DC输出电压的反馈电压；误差信号发生器，配置为组合DC参考电压和反馈电压以确定控制信号；环路滤波器，配置为用于对控制信号进行接收和低通滤波以生成低通滤波控制信号；多电平量化器，配置为以预定采样频率将低通滤波控制信号转换为对应的数字控制信号；开关阵列控制器，配置为基于时钟信号和数字控制信号生成用于电荷泵电路的第一和第二非重叠时钟相位。
多电平量化器的采样频率可以在500kHz以上，例如介于1MHz与8MHz之间。根据开关电容器DC-DC转换器的一个实施例，多电平量化器的预定采样频率等于经由第一和第二非重叠时钟相位驱动电荷泵电路的时钟信号的最大时钟频率的两倍。在时钟信号的上升沿和下降沿上，电荷泵电路可以将电荷转移至DC输出电压，并且转移至连接的平滑或输出电容器。这意味着DC输出电压上的电压纹波包括位于时钟信号的最大时钟频率的两倍处的频率分量和其谐波。在本发明的某些有利实施例中，可以与时钟信号同步地对多电平量化器进行采样，以抑制与低通滤波控制信号的采样相关联的混叠产物。
多电平量化器(又称A/D转换器)可以包括介于2个和16个之间的量化电平，这取决于特定应用精度、电路复杂性和功耗的要求。
开关阵列可以包括多个可控半导体开关，其选择性地将一个或多个飞跨电容器连接至DC输入电压，并且对一个或多个飞跨电容器充电，以及替代地使一个或多个飞跨电容器向DC输出电压处的输出电容器放电。开关阵列的某些实施例可以包括：至少一个飞跨电容器和连接在DC输入电压与飞跨电容器的正极端子之间的第一可控半导体开关；连接在飞跨电容器的负极端子与例如接地的负DC电源轨和DC输出电压中的一个之间的第二可控半导体开关；连接在飞跨电容器的负极端子与负DC电源轨之间的第三可控半导体开关；连接在飞跨电容器的正极端子与DC输出电压之间的第四可控半导体开关；其中第一和第二可控半导体开关根据第一时钟相位在相应的导通状态和截止状态之间切换，并且第三和第四可控半导体开关根据第二时钟相位在相应的导通状态和截止状态之间切换。
环路滤波器可以包括模拟低通滤波器和/或离散时间低通滤波器，例如开关电容器低通滤波器。本领域技术人员将理解，环路滤波器和误差信号发生器可以一体形成，例如作为差分输入开关电容器滤波器，配置为减去DC参考电压和反馈电压，并且对控制信号进行低通滤波，如下面参考附图另外详细描述的。
环路滤波器优选地包括所谓的比例积分滤波器，使得环路滤波器的传递函数包括在传递函数的第一转折频率处的低通极点。第一转折频率可以小于200Hz，例如小于100Hz，或小于10Hz，以接近真正积分器的功能。环路滤波器的传递函数在某些实施例中也可以包括第二转折频率处的零值。第二转折频率优选地显著高于第一转折频率，例如高至少20倍，例如100倍以上。第二转折频率可以位于音频带宽之上，例如20kHz以上。环路滤波器的一个实施例的传递函数具有位于50Hz的第一转折频率和位于26kHz的第二转折频率。
开关电容器DC-DC转换器的许多有用实施例包括具有可调导通电阻或电导的多个可控半导体开关。开关电容器DC-DC转换器的一个这样的实施例包括第一和第二可控半导体开关，每个都包括分别由从第一时钟相位导出的第一和第二组开关段控制信号驱动的多个单独可控开关段；并且第三和第四可控半导体开关中的每一个都包括分别由从第二时钟相位导出的第三和第四组开关段控制信号驱动的多个单独可控的开关段。开关阵列的可控半导体开关中的一个或多个可以各自包括介于2个和16个之间的单独可控开关段。多个单独可控开关段的相应电阻可以基本相同，或者它们可以不同，例如遵循二进制加权方案。
针对第一、第二、第三和第四可控半导体开关中的一个或多个，输出电压调节器可以配置为根据数字控制信号的幅度选择多个单独可控开关段的相应的段子集。输出电压调节器可以例如配置为选择相应的开关段子集，使得第一、第二、第三和第四可控半导体开关中的一个或多个中的每一个在其导通状态下的电导跟踪数字控制信号的幅度，例如随着增加数字控制信号的幅度，增加多个单独可控开关段的激活开关段的数量，即导通开关段，并且可能反之亦然，从而增加至DC输出电压的电荷转移，抵消数字控制信号幅度的增加。数字控制信号的幅度的增加指示DC输出电压下的输出电压误差增大，对于减小数字控制信号的幅度，反之亦然。本领域技术人员将理解，在一些时间实例处的分段子集可以包括所有单独可控开关段，以使讨论的可控半导体开关的电导最大化。
开关电容器DC-DC转换器的一个有吸引力的变型包括多个可控半导体开关，通过依次激活与可控半导体开关的状态切换相关的开关段，逐渐或逐步接通或断开。根据一个这样的实施例，输出电压调节器配置为：通过经由第一组开关段控制信号依次导通和截止多个单独可控开关段，来在第一可控半导体开关的导通状态和截止状态之间切换；和/或通过经由第二组开关段控制信号依次导通和截止多个单独可控开关段，来在第二可控半导体开关的导通状态和截止状态之间切换；和/或通过经由第三组开关段控制信号依次导通和截止多个单独可控开关段，来在第三可控半导体开关的导通状态和截止状态之间切换；和/或通过经由第四组开关段控制信号依次导通和截止多个单独可控开关段，来在第四可控半导体开关的导通状态和截止状态之间切换。
针对第一、第二、第三和第四可控半导体开关中的一个或多个，输出电压调节器可以配置为：响应于数字控制信号的幅度从当前量化电平增加至更大量化电平，切换第一和第二时钟相位；并且根据数字控制信号的幅度来选择多个单独可控开关段的相应的段子集。
根据开关电容器DC-DC转换器的另一实施例，时钟发生器配置为生成预定义的单独可选固定时钟频率组，例如至少两个固定时钟频率，例如介于2个和8个之间的固定时钟频率。根据本实施例，单独可选固定时钟频率可以由可编程或可调节时钟发生器生成，后者由输出电压调节器控制。输出电压调节器可以配置为根据数字控制信号的电平或幅度在预定义的固定时钟频率组的这些单独时钟频率之间切换，以提供用于调整开关电容器DC-DC转换器的DC输出电压的控制机制。输出电压调节器可以例如增加时钟频率以用于增大数字控制信号的幅度，并且降低时钟频率以用于减小数字控制信号的幅度，如下面参考附图另外详细讨论的。
提供该预定义的固定时钟组使得能够进行系统级频率规划，其中，开关电容器DC-DC转换器仅在系统的剩余部分(例如至少一个有源电路块)对噪声不敏感或至少表现出对噪声(例如存在于DC输出电压上或拾取为电磁波，即EMI干扰)的降低的灵敏度的频率处生成纹波电压干扰。输出电压调节器可以配置为根据与开关电容器DC-DC转换器的DC输出电压耦合的先前提及的D类输出放大器的预定调制频率从预定义的固定时钟频率组中选择时钟频率，用于供电电源。这是有益的，因为D类输出放大器通常具有相对较差的电源抑制比(PSRR)，这是由于噪声整形机制在噪声整形输出信号中推送音频频带之上的高电平量化噪声，如下面参考附图另外详细讨论的。根据输出电压调节器的一个这样的实施例，预定义的固定时钟频率组的每一个时钟频率都是D类输出放大器的预定调制频率的整数倍。D类输出放大器的调制频率可以例如设定为250kHz，并且输出电压调节器的预定义的固定时钟频率组包括至少250kHz、500kHz和1MHz或至少500kHz、1MHz和1.5MHz。本领域技术人员将理解，尽管温度变化和组件漂移等，开关电容器DC-DC转换器的时钟信号仍优选地与设定D类输出放大器的预定调制频率的时钟信号同步，以保持开关电容器DC-DC转换器的开关频率与D类输出放大器的调制频率之间的明确定义的关系。
预定义的固定时钟频率组的各个时钟频率可以通过整数比率(例如2、3、4、8等)相关。预定义的固定时钟频率组可以例如包括500kHz和1MHz或包括250kHz、500kHz、1MHz和可选地2MHz。
输出电压调节器可以遵守预定表格或预定规则，其指定数字控制信号的幅度、预定义的固定时钟频率组和每个可控半导体开关的激活开关段子集之间的耦合。在一个这样的实施例中，输出电压调节器包括预定表格或预定规则，其将数字控制信号的每个幅度映射至从预定义的单独可选固定时钟频率组中选择的时钟频率和多个单独可控开关段的开关段子集的特定组合。本领域技术人员将理解，该预定表格或预定规则可以由开关阵列控制器的合适配置的数字状态机来实施。
本发明的第二方面涉及一种开关电容器DC-DC转换器，配置为将DC输入电压转换为更高或更低的DC输出电压。开关电容器DC-DC转换器包括：时钟发生器，配置为生成时钟信号；电荷泵电路，包括由从时钟信号导出的第一和第二非重叠时钟相位驱动的开关阵列；所述开关阵列配置为在第一时钟相位下根据DC输入电压对飞跨电容器充电，并且在第二时钟相位下使飞跨电容器向连接至DC输出电压的输出电容器放电。开关电容器DC-DC转换器还包括输出电压调节器，其包括：用于接收DC参考电压的参考电压输入端和用于接收表示DC输出电压的反馈电压的反馈电压输入端；误差信号发生器，配置为组合DC参考电压和反馈电压以确定控制信号；环路滤波器，配置为用于对控制信号进行接收和低通滤波以生成低通滤波控制信号；多电平量化器，配置为以预定采样频率将低通滤波控制信号转换为对应的数字控制信号；开关阵列控制器，配置为基于时钟信号和数字控制信号生成用于电荷泵电路的第一和第二非重叠时钟相位。
附图说明
将结合附图更详细地描述本发明的实施例，其中：
图1示出根据本发明下述实施例中的任何一个的包括示例性开关电容器DC-DC转换器的听力设备的简化示意框图；
图2A是根据本发明的第一实施例的用于开关电容器DC-DC转换器的第一示例性电荷泵电路的简化示意框图；
图2B是根据本发明的第二实施例的用于开关电容器DC-DC转换器的第二示例性电荷泵电路的简化示意框图；
图3A示出开关电容器DC-DC转换器的普遍适用的电气模型；
图3B示出包括多个多段式半导体开关的第二示例性电荷泵电路的损耗电阻Req的模型；
图4是根据本发明的各种实施例的示例性开关电容器(SC)DC-DC转换器的简化示意框图；
图5示出由示例性SC DC-DC转换器的第一输出电压调节器实施例生成的低通滤波控制信号的波形；
图6示出由示例性开关电容器SC DC-DC转换器的第二输出电压调节器实施例生成的低通滤波控制信号的波形；
图7示出由示例性开关电容器(SC)DC-DC转换器的第三输出电压调节器实施例生成的低通滤波控制信号的波形；
图8示出包括分段式开关结构的输出电压调节器中单独可控开关段依次导通和截止的第四实施例的操作；
图9A示出示例性SC DC-DC转换器的第一输出电压调节器实施例的简化框图；
图9B示出示例性SC DC-DC转换器的第二输出电压调节器实施例的简化框图；以及
图9C示出示例性SC DC-DC转换器的第三输出电压调节器实施例的简化框图。
具体实施方式
在下文中，参考附图描述本发明的听力设备的各种示例性实施例，其包括用于节能DC电压转换的开关电容器DC-DC转换器。本领域技术人员将理解，为了清楚起见，附图是示意性的和简化的，因此仅显示对于理解本发明所必需的细节，而省略其余细节。相同的附图标记始终表示相同的元件或组件。因此，不一定相对于每个图都详细描述相同的元件或组件。本领域技术人员将进一步理解，可以以特定的发生顺序描述或描绘某些动作和/或步骤，而本领域技术人员将理解，实际上不需要与顺序相关的这种特殊性。
图1示出根据本发明的下述实施例中的任何一个的包括开关电容器DC-DC转换器的示例性听力设备1300的简化示意框图。开关电容器DC-DC转换器400的DC输入电压输入端连接至可充电电池源VDD。可充电电池源通过正供电电源端子1309连接至包括一体形成的开关电容器DC-DC转换器1350的听力设备电路1300。本领域技术人员将理解，本发明的其他实施例中的电池源可以包括不可充电电池源，其中，期望将由这种不可充电电池源供应的标称DC电压电平升压或降低对于有源电路或电路块更优化(例如，更低功耗)的不同DC电压电平。听力设备1300可以包括任何类型的助听器壳体风格，例如耳后式(BTE)、入耳式(ITC)、完全入耳式(CIC)、RIC等。
可充电电池源可以包括至少一个锂离子电池单元，并且因此可以向开关电容器DC-DC转换器400供应约4.0V的标称DC输入电压VDD。开关电容器DC-DC转换器400配置为以近似2:1和/或3:1的因数来降低接收到的DC输入电压，以供应约1.2V的DC输出电压Vout。输出/平滑电容器Cout连接至DC输出电压Vout，并且至少一个飞跨电容器Cfly连接至转换器的开关阵列，如前所述。1.2V DC输出电压通常为听力设备的各有源电路或电路(特别是D类输出放大器1313)提供最佳或接近最佳的供电电源条件，使得听力设备的电池寿命最大化。1.2V电池电平下的最佳供电条件尤其是由通过传统的不可充电锌空气电池供应的电压电平下的电路优化得到的。D类输出放大器1313的DC供电电源(在DC供电输入端VCC处)连接至开关电容器DC-DC转换器400的DC输出电压Vout。该连接对听力设备环境中的开关电容器DC-DC转换器400引入显着的峰值功率/电流输送要求，并且因此，对此可能在DC输出电压Vout上引起相对大的纹波电压。对于某些类型的低阻抗助听器或大功率听力设备的扬声器1319，D类输出放大器1313从其DC电源轨汲取的峰值电流可能超过50mA。输出/平滑电容器Cout的电容可以大于500nF，例如介于1和10μF之间，而飞跨电容器Cfly的电容可以介于100-500nF之间。输出/平滑电容器和飞跨电容器可以位于集成电路外部，在该集成电路上，开关电容器DC-DC转换器400与听力设备的其他有源电路块集成在一起。听力设备的其他有源电路可以包括麦克风前置放大器1311、模数转换器ΣΔ1-2 1307、时钟发生器1305、控制和处理电路1311、无线接收器和解码器1304以及D类输出放大器1313。这些有源电路中的一个或多个可以连接至用于能量供应的DC输出电压Vout。无线接收器和解码器1304耦合至RF天线1306，用于接收无线RF调制数字音频信号和/或数据信号。本领域技术人员将理解，无线接收器和解码器1304可以符合诸如蓝牙LE标准的蓝牙标准。
听力设备1300包括至少一个麦克风M1，其响应于进入听力设备的声音生成音频信号。在包括麦克风前置放大器1309和模数转换器ΣΔ1的输入信道中放大/缓冲并数字化音频信号，以将数字麦克风信号提供至控制和处理电路1311的适当的输入端口或信道。控制和处理电路1311可以包括软件可编程DSP核，并且可以在可执行程序指令或代码集的控制下将一个或多个信号处理功能应用于数字麦克风信号。一个或多个信号处理功能优选地适于根据听力设备的使用者的听力损失来处理数字麦克风信号，使得经由扬声器1319将适当的补偿麦克风信号提供给用户或患者。这些信号处理功能可以包括诸如非线性放大、降噪、频率响应成形等功能的不同处理参数。因此，一个或多个信号处理功能的各种处理参数可能已经在先前在听觉医师办公室和用户进行的助听器适配阶段确定并加载到DSP的非易失性数据存储空间。控制和处理电路1311由主/系统时钟发生器1305供应的主时钟信号进行时钟控制，并且时钟频率可以高于2MHz，例如介于2和40MHz之间。主时钟发生器1305可以附加地向第一和第二模数转换器ΣΔ1、ΣΔ2供应同步时钟信号。
如上所述，D类输出放大器1313将补偿麦克风信号以预定调制频率转换为对应的调制输出信号，该预定调制频率施加至微型接收器或扬声器1319，用于在听力设备使用者的耳道中产生声压。D类输出放大器的调制频率可以根据具体应用中的放大器的调制方案和性能要求的类型而变化。D类输出放大器1313可以配置为利用介于250kHz和2MHz之间的调制频率对至扬声器1319的输出信号进行PWM或PDM调制。D类输出放大器的调制频率可以由控制和处理电路1311经由合适的输出端口或驱动器1314输送至D类输出放大器的合适的时钟信号1314来设定。在替代实施例中，可以直接从主时钟发生器1305中导出时钟信号1315。在两种情况下，D类输出放大器的调制频率优选地与主时钟发生器1305的主时钟信号同步，并且可以是主时钟信号的下分频副本。
根据D类输出放大器1313的调制频率，听力设备1300的SC DC-DC转换器400的输出电压调节器优选地配置为从先前预定义的固定时钟频率组中选择SC转换器400的时钟频率，即时钟信号的第一和第二时钟相位Φ1、Φ2。预定义的固定时钟频率组可以包括至少两个固定时钟频率，例如三个、四个、五个或甚至更多的固定时钟频率。预定义的固定时钟频率组的各时钟频率可以通过例如2或4的整数比率相关。预定义的固定时钟频率组的最低时钟频率可以介于125kHz和1MHz之间。
SC DC-DC转换器400的时钟频率与D类输出放大器1313的调制频率之间的这种时钟控制或同步方案允许输出电压调节器401将SC DC-DC转换器400的电压纹波分量置于使得与D类输出放大器1313和/或诸如麦克风前置放大器1311、模数转换器ΣΔ1-2、时钟发生器1313、无线接收器和解码器1304等的听力设备的其他电路块产生最小干扰的频带或频率范围。根据一个实施例，预定义的固定时钟频率组的每一个时钟频率都是D类输出放大器的预定调制频率的整数倍。这种关系确保出现在SC DC-DC转换器400的DC输出电压Vout上的纹波电压分量被折回到音频频谱之外，例如，在零Hz或DC处。这对于D类输出放大器1313尤其有利，因为后一种类型的放大电路通常具有相对较差的电源抑制比(PSRR)和/或由于在噪声整形输出信号中将高电平量化噪声置于音频频带之上的噪声整形机制而对供电电源噪声敏感。D类输出放大器的相对较差的电源抑制比(PSRR)通常由输出级有源开关器件与D类放大器1313的正DC电源轨之间的直接连接引起。
根据本发明的听力设备的一个这样的示例性实施例，D类输出放大器的调制频率设定为250kHz，并且输出电压调节器的预定义的固定时钟频率组至少包括时钟频率250kHz、500kHz和1MHz。
根据本发明的听力设备的一个实施例，SC DC-DC转换器400的预定义的固定时钟频率组的时钟频率与D类输出放大器的预定调制频率同步。尽管温度变化和组件漂移等，对于保持SC DC-DC转换器400的开关频率与D类输出放大器1313的调制频率之间的明确定义的关系来说，这种特征尤其有利。本领域技术人员将理解，可以通过配置或调整输出电压调节器401(参见图4)的时钟发生器来从听力设备的主时钟发生器1305接收外部时钟信号1317来实现SC DC-DC转换器400和D类输出放大器的同步操作。该外部时钟信号1317可以由控制和处理电路1311经由合适的输出端口生成并供应，或者可以从主时钟发生器1305直接导出。
图2A是根据本发明的第一实施例的用于开关电容器DC-DC转换器的第一示例性电荷泵电路100的简化示意框图。开关电容器DC-DC转换器是配置为用于将DC输入电压转换为DC输入电压的近似一半的DC输出电压的降压拓扑。电荷泵电路100包括飞跨电容器Cfly、输出/平滑电容器Cout以及包括第一可控半导体开关SW1、第二可控半导体开关SW2、第三可控半导体开关SW3和第四可控半导体开关SW4的开关阵列。开关SW1和SW2由时钟信号的第一时钟相位Φ1驱动，开关SW3和SW4由时钟信号的第二时钟相位Φ2驱动，如图示意性地示出。时钟信号的第一和第二时钟相位Φ1、Φ2互补且不重叠。用于电荷泵电路100的DC输入电压Vin施加至开关SW1，并且在输出/平滑电容器Cout上输送DC输出电压Vout。电荷泵电路100的负载跨接在输出/平滑电容器Cout上，并且本领域技术人员将理解，当飞跨电容器Cfly根据DC输入电压充电时，该输出/平滑电容器向负载供应能量功率。
本领域技术人员将理解，可控半导体开关SW1、SW2、SW3和SW4中的每一个都可以包括MOSFET，例如NMOS晶体管或MOSFET的组合，因为MOSFET开关的小尺寸、大的截止电阻和低导通电阻在电荷泵电路100的许多应用中都是有利的特性。
在电荷泵电路100的本降压拓扑中，SW1连接在DC输入电压与飞跨电容器的正端子之间；SW2连接在飞跨电容器的负端子与DC输出电压之间。在替代的2:1升压实施例中，SW2连接在飞跨电容器的负端子与例如GND的负DC电源轨之间。SW3连接在飞跨电容器的负端子与例如GND的负DC电源轨之间。在替代的1:2升压实施例中，SW3连接在飞跨电容器的负端子与DC输入电压之间。SW4连接在飞跨电容器的正端子与DC输出电压之间。
在电荷泵电路100的操作期间，第一和第二开关SW1、SW2根据第一时钟相位Φ1在相应的导通状态和截止状态之间切换，并且第三和第四开关SW3、SW4根据第二时钟相位Φ2在相应的导通状态和截止状态之间切换。因此，在第一时钟相位中或期间，开关阵列配置为通过SW1和SW2的导通电阻根据DC输入电压Vin对飞跨电容器Cfly充电。SW1和SW2的组合导通电阻由电阻2*RSW示意性地表示。
此外，在第一时钟相位期间，开关SW3和SW4截止或不导通，这导致等效示意电路图100a。如图所示，飞跨电容器Cfly和输出电容器Cout有效地串联连接在DC输入电压Vin与GND之间，使得当从电荷泵电路100的输出电压不汲取负载电流时，在稳态操作中，通过周期性地在第一和第二时钟相位之间切换使输出电压被充电至DC输入电压的近似一半。在第二时钟相位Φ2中或期间，开关阵列配置为通过由于通过开关SW3和SW4的导通状态使飞跨电容器与输出电容器并联连接而形成的电荷共享机制使飞跨电容器Cfly向输出电容器Cout放电。在第二时钟相位期间，开关SW1和SW2截止，即，或者不导通，这导致等效的示意电路图100b。如图所示，飞跨电容器Cfly和输出电容器Cout有效地并联连接并且与DC输入电压Vin断开连接。
本领域技术人员将理解，可控半导体开关SW1、SW2、SW3和SW4中的每一个都可以包括控制端子(未示出)，例如MOSFET的栅极端子，对其施加第一或第二时钟相位Φ1、Φ2以在导通状态和截止状态之间选择性地切换所讨论的可控半导体开关。
图2B是根据本发明的第二实施例的用于开关电容器DC-DC转换器的第二示例性电荷泵电路200的简化示意框图。开关电容器DC-DC转换器的本实施例具有3:1降压拓扑结构，配置为将DC输入电压Vin转换为DC输入电压的近似三分之一的DC输出电压Vout。与先前讨论的泵电路100相反，本电荷泵电路200包括两个分离的飞跨电容器，第一飞跨电容器Cfly1和第二飞跨电容器Cfly2。电荷泵电路200附加地包括输出/平滑电容器Cout和开关阵列，开关阵列包括由第一和第二非重叠时钟相位Φ1、Φ2的相应时钟相位控制的总共七个可控半导体开关，如图所示。
在电荷泵电路200的操作期间，在第一时钟相位中或期间，开关阵列配置为通过有源开关的导通电阻根据DC输入电压Vin同时对第一飞跨电容器Cfly1和第二飞跨电容器Cfly2充电。此外，在第一时钟相位期间，由第二时钟相位Φ2操作的开关截止或不导通，这导致等效示意电路图200a。如图所示，第一和第二飞跨电容器以及输出电容器Cout有效地串联连接在DC输入电压Vin与GND或另一负电源轨之间，使得由于上述与第一电荷泵电路100相关的原因，在泵电路的稳态操作中，输出电压被充电至DC输入电压的近似三分之一。在第二时钟相位Φ2期间，开关阵列配置为通过由激活/导通开关的相应导通电阻使第一和第二飞跨电容器与输出电容器并联连接引起的电荷共享机制使第一和第二飞跨电容器向输出电容器Cout放电。在第二时钟相位期间，由第一时钟相位Φ1操作的开关截止或不导通，而由第二时钟相位Φ2操作的开关接通或导通，这导致电荷泵电路200的等效示意电路图200b。如图所示，第一和第二飞跨电容器Cfly1和Cfly2以及输出电容器Cout有效地并联连接并且与DC输入电压Vin断开连接。
图3A是开关电容器DC-DC转换器的普遍适用的模型400，在下面讨论该模型以突出显示根据本发明的开关电容器DC-DC转换器的一些特性。DC输入电压Vin将输入功率或能量馈送至开关电容器DC-DC转换器，并且在操作期间，后者生成DC输出电压Vout，其可能高于或低于DC输入电压，这取决于开关电容器DC-DC转换器的拓扑，如上所述。当标称DC输入电压和DC输出电压通过一定比率(由VCR示出，例如1/3或1/2或2/3或2或3或5等)相关时，开关电容器DC-DC转换器尤其有效。因此，开关电容器DC-DC转换器的模型400包括带有由VCR设定的可变绕组比的理想变压器402和与变压器302的次级绕组串联连接的等效损耗电阻Req。
损耗电阻Req包括两个分离的电阻分量：1)第一电阻分量，表示与驱动第一和第二时钟相位的时钟信号的时钟频率处的一个或多个飞跨电容器的切换相关联的等效输出电阻。本领域技术人员将理解，该等效输出电阻与时钟频率成反比，使得增加时钟频率导致等效输出电阻减小；和2)第二电阻分量，表示任何特定时钟相位下激活的半导体开关的组合导通电阻，例如，先前讨论的示例性2:1降压电荷泵电路100在第一时钟相位Φ1下的开关SW1和SW2的导通电阻。
后者电阻分量2)主要由所讨论的半导体开关的尺寸、半导体工艺技术和施加的控制电压的电平确定。然而，在本发明的某些实施例中，电荷泵电路的开关矩阵的可控半导体开关的每一个或至少一子集由多个单独可控开关段形成，使得合适的控制装置和机构可以在对应半导体开关的激活/导通期间仅激活多个单独可控开关段的子集。分段式半导体开关的这种使用提供半导体开关的可控导通电阻或等效可控电导，如下面另外详细讨论的。
图3B的曲线图350示出多段式半导体开关的损耗电阻Req如何包括可单独控制的两个分离的电阻分量。y轴表示任意对数刻度上的损耗电阻Req，x轴示出对数刻度上的时钟信号的时钟频率FS。时钟频率FS等于由第一和第二时钟相位设定的飞跨电容器的开关频率。曲线图350的损耗电阻Req绘图352、354、356、358示出特定分段式开关实施例，其中，开关矩阵的可控半导体开关中的每一个都包括并联连接的八个相同的单独可控开关段。然而，其他分段式开关实施例可以在可控半导体开关的每一个中使用更少或更多并联连接的单独可控开关段，例如介于2个和16个之间的并联连接开关段。
因此，可以在八个步骤中经由施加至开关段的相应控制端子(例如，栅极端子)的适当的开关段控制信号组，通过从一个至八个开关段中进行激活来控制本实施例中的特定可控半导体开关的导通电阻和等效电导。绘图358通过仅描绘渐近近似来示意性地示出当在所讨论的半导体开关的接通状态或导通状态下激活所有八个开关段时的损耗电阻Req与时钟频率FS。渐近绘图358包括两个基本为直线的部分，其中，第一绘图部分360示出损耗电阻Req，在该损耗电阻中，表示与飞跨电容器切换相关联的等效输出电阻的第一电阻分量占主导。如预期的那样，在第一绘图部分360中，损耗电阻Req与时钟频率FS成反比。第二绘图部分364示出损耗电阻Req，在该损耗电阻中，表示半导体开关的八个并联开关段的组合导通电阻的第二电阻分量占主导。如预期的那样，由于第一和第二电阻分量的串联连接和第一电阻分量的电阻减小，损耗电阻Req基本恒定，与第二绘图部分364中的时钟频率FS无关。最后，拐点362示出时钟频率FS，在该频率下损耗电阻Req的第一和第二电阻分量基本相等。
绘图356、354、352示意性地示出减少半导体开关的激活开关段数量的效果，从绘图358中的八个开始，分别减小至4个、2个和1个激活开关段。如预期的那样，由于损耗电阻Req的第二电阻分量的主导影响，所以半导体开关的损耗电阻Req随着在更高时钟或开关频率FS下激活开关段的数量减少而逐渐增加。此外，由于损耗电阻Req的第一电阻分量的当前主导影响，所以半导体开关的损耗电阻Req在很小的时钟或开关频率FS下很大程度上保持与激活开关段的数量无关。
图4是根据本发明的各种示例性实施例的开关电容器(SC)DC-DC转换器400的简化示意框图。SC DC-DC转换器400可以例如配置为通过仅使用所示飞跨电容器中的单一一个，来将DC输入电压Vin转换为DC输入电压的近似一半的DC输出电压Vout，即2:1降压。开关电容器(SC)DC-DC转换器400的其他实施例可以配置为通过适当地调整上述电荷泵电路100的拓扑，来将输入电压Vin升压或提升至更高的DC输出电压Vout，例如1:2或1:3的升压。本领域技术人员将理解，在后面的实施例中，可以从更高的DC输出电压Vout中导出至电荷泵电路100以及可能用于栅极驱动器410的DC供电电压，从而为可控半导体开关的控制端子提供足够大的电压。
可以通过可充电电池源输送显著高于期望或最佳电压的标称DC电压来供应用于本SC DC-DC转换器400的DC输入电压Vin，以通过SC DC-DC转换器400的DC输出电压向负载电路供电。可充电电池源可以例如包括一个或多个锂离子电池单元，每一个都可以表现出约3.7V的标称输出电压。如果SC DC-DC转换器100集成在听力设备中，则可能期望将该标称锂离子电池电压降压至接近由传统的不可充电的锌空气助听器电池供应的典型的1.2V DC电平的DC电压。因此，在SC DC-DC转换器400的稍后的实施例中，在输出电压调节器或控制器401的Ref输入端处施加的DC参考电压Vref可以设定为1.2V。
本领域技术人员将理解，附图仅示出输入至电荷泵电路100的四个分离的第一和第二互补且非重叠时钟相位。使用四个分离的第一和第二互补且非重叠时钟相位是用于驱动以上参考图1讨论的2:1降压SC转换器的四个分段式可控半导体开关SW1、SW2、SW3和SW4的合适的配置。然而，替代实施例可以包括附加的时钟相位信号来驱动附加的可控半导体开关，如先前结合电荷泵电路200的描述所示。在两种情况下，四个、七个或甚至进一步的可控半导体开关形成由第一和第二非重叠时钟相位驱动的开关阵列，使得在第一时钟相位下开关阵列根据DC输入电压至少对第一飞跨电容器Cfly1充电，并且在第二时钟相位期间使第一飞跨电容器向输出电容器Cout放电。本领域技术人员还将理解，电荷泵电路100的一些实施例可以包括与拓扑切换方案相结合地组合两个或更多个不同转换器拓扑的所谓的“变速箱(gearbox)”。电荷泵电路100的一个这样的多拓扑实施例可以包括2:1降压SC转换器和3:1降压SC转换器，其中，数字开关阵列控制器配置为取决于DC输入电压Vin与DC输出电压Vout之间的电压差，在2:1降压SC转换器和3:1降压SC转换器之间进行选择。对于在DC输入电压Vin的不同电平(例如由先前讨论的向SC DC-DC转换器400供应DC输入电压的可充电电池源的不同充电状态引起)下优化电荷泵电路100的电力转换效率而言，该特征是有利的。
SC DC-DC转换器400包括输出电压调节器401。因为从由输出电压调节器401经由如下所讨论的数字开关阵列控制器生成的时钟信号sw_clk导出第一和第二非重叠时钟相位Φ1、Φ2，所以输出电压调节器401确定电荷泵电路100的时钟频率。输出电压调节器401可以包括时钟发生器，其配置为以固定时钟频率或以可调时钟频率生成时钟信号。在本实施例中，时钟信号的频率是可调节的或可编程的，但替代实施例可以使用时钟信号的单个固定时钟频率。在本实施例中，时钟信号的频率用于经由反馈回路提供对DC输出电压的调节，该反馈回路从DC输出电压延伸并经由反馈线路或导体425返回至输出电压调节器401的第一输入端(感测)。输出电压调节器401附加地包括用于接收指示期望或目标DC输出电压的DC参考电压Vref的DC参考电压输入端Ref。反馈回路可操作为用于通过经由第一和第二非重叠时钟相位Φ1、Φ2调整施加至电荷泵电路100的时钟频率或开关频率和/或通过调整电荷泵电路的可控半导体开关的电导率GSW，来使Ref输入端处的DC参考电压Vref与实际DC输出电压之间的电压差或偏差最小化，如下面另外详细讨论的。在本实施例中，输出电压调节器401配置为从预定义的固定时钟频率组中选择当前时钟频率，而替代实施例可以根据其他频率控制方案调整时钟频率。使用预定义的固定时钟频率组允许在输出电压调节器401的设计阶段进行频率规划，使得可以选择预定义的固定时钟频率组以最小化对特定目标应用(例如听力设备)的某些电路和组件的电磁干扰，如下面另外详细讨论的。预定义的固定时钟频率组的各时钟频率可以通过整数比率(例如2、4、8等)相关，例如500kHz、1MHz、2MHz和4MHz。
数字开关阵列控制器可以包括组合和顺序数字逻辑，例如实施为数字状态机，配置为生成用于驱动四个分段式可控半导体开关SW1、SW2、SW3和SW4的相应开关段的相应控制信号组。数字开关阵列控制器包括非重叠时钟发生器403，其配置为从由输出电压调节器401供应的时钟信号sw_clk导出先前讨论的第一和第二非重叠时钟相位Φ1、Φ2。数字开关阵列控制器的第一开关编码器405a利用第一时钟相位Φ1和经由选择总线404供应的开关选择数据，以在数据总线407a上生成第一组开关段控制信号，同样利用第二时钟相位Φ2和开关段选择总线404以在数据总线407b上生成第二组非重叠开关段控制信号。数字开关阵列控制器包括为了方便而被示为分离的电路的栅极驱动器块410。栅极驱动器块410配置为根据第一时钟相位Φ1生成用于第一和第二可控半导体开关SW1、SW2中的每一个的单独可控开关段中的相应开关段的所需n个开关段控制信号409a，同样根据第二时钟相位Φ2生成用于第三和第四可控半导体开关SW3、SW4中的每一个的单独可控开关段中的相应开关段的n个开关段控制信号409b。栅极驱动器块410可以例如包括多个数字缓冲器、多个电平移位器或电压转换器，用于供应足够的驱动电压和电流以驱动由单独可控开关段的相应控制输入端呈现的负载。
SC DC-DC转换器400可以包括输出电压调节器401的不同实施例，为电荷泵电路100、200的可控半导体开关的未分段或分段版本提供不同的开关方案。
在图9A中示出输出电压调节器401a的第一实施例的简化框图。输出电压调节器401a包括误差信号发生器1001，例如减法电路，配置为减去指示SC DC-DC转换器400的期望或目标DC输出电压的DC参考电压Vref和反馈电压Vout，以确定控制信号或误差信号ε。误差信号ε施加至对误差信号进行积分或低通滤波的环路滤波器1005的输入端，以生成低通滤波控制信号εL。之后，低通滤波控制信号εL施加至多电平量化器1010(即A/D转换器)的输入端，配置为以预定采样频率将低通滤波控制信号εL转换为对应的数字控制信号。多电平量化器1010的分辨率可以相对较小，例如分别对应于4个量化电平和16个量化电平的2位和4位之间。因此，数字控制信号可以表示低通滤波控制信号εL的介于4个和16个幅度电平之间的当前或瞬时幅度。多电平量化器1010的预定采样频率可以在SC转换器的不同实施例之间变化，并且可以取决于各种设计参数，例如所选择的时钟频率或时钟频率范围以及环路滤波器1005的低通/积分器响应的转折频率/时间常数，如下面另外详细描述的。多电平量化器1010的预定采样频率可以介于500kHz和4MHz之间。在一些实施例中，多电平量化器1010的预定采样频率可以设定为电荷泵电路的最大时钟或开关频率FS的两倍。电荷泵电路在时钟信号的上升沿和下降沿两者上将电荷转移至输出电容器Cout，这意味着DC输出电压上的电压纹波包括位于最大开关频率FS的两倍的频率分量。在多电平量化器的某些有利实施例中，例如，1010、1110、1210，可以与开关频率FS同步或同相地对后者进行采样，以消除混叠产物。
环路滤波器1005可以包括所谓的PI(比例积分)型滤波电路或滤波功能，包括朝向DC的低频增益、第一转折频率处的低通极点和第二转折频率处的零点。由低通极点引起的第一转折频率优选地布置在100Hz以下或50Hz以下或10Hz以下，使得环路滤波器1005的低频响应类似于积分器响应。低通极点在50Hz下时，低频增益可以设定为约70dB。第二转折频率优选地显著高于第一转折频率，例如至少高20倍，例如高100倍以上。第二转折频率可以位于音频带宽之上，例如20kHz以上。
通常期望配置或设计环路滤波器1005、1105、1205，以在DC下具有相对高的增益，从而确保DC输出电压具有小的DC电压误差，即紧密跟踪DC参考电压。对于SC DC-DC转换器400的音频应用，低音频(例如1kHz以下)的环路滤波器的增益可以设定为相对较大的值，例如，至少40dB，这是因为连接至DC输出电压的扬声器驱动器(例如D类输出放大器)倾向于在扬声器的电阻抗通常较小的低频下汲取大电流。
根据以上讨论的实施例中的任何一个的环路滤波器1005、1105、1205的低通特性确保SC DC-DC转换器400经常围绕多电平量化器1010、1110、1210的单个量化电平进行操作。因此，在多电平量化器的两个连续采样点或实例之间的低通滤波控制信号εL的变化不会超过单个量化电平。这意味着，多电平量化器1010可以配置为在每个采样时刻采样的量化电平明显少于多电平量化器的离散量化电平的数量。例如，尽管本多电平量化器可以包括介于8个和16个之间的量化电平，但是仅需要对这些量化电平中的两个进行采样。这将使多电平量化器1010的整体功耗降低4倍甚至8倍。
本领域技术人员将理解，第一转折频率和第二转折频率的选择取决于先前讨论的从DC输出电压延伸并返回至输出电压调节器401的感测输入端的SC DC-DC转换器400的反馈环路的其他固定或可变分量的参数值。DC-DC转换器的这些其他固定或可变分量尤其包括可变损耗电阻Req、输出电容器Cout的电容、负载电流、时钟信号sw_clk的时钟频率FS和量化电平的步长。环路滤波器1105的频率响应(包括其渐近DC增益和渐近高频增益)被设计为，即使在以上讨论的DC-DC转换器的固定或可变分量的最差参数值下，也确保反馈环路的稳定性。
根据设计为用于由可充电锂离子电池供电的听力设备应用的SC DC-DC转换器400的一个2:1降压实施例，利用以下示例性设计参数：Vout处的负载电流介于1mA和10mA之间；标称DC输入电压约4.2V；DC输出电压1.8V；输出电容Cout＝4μF；FS＝250kHz-1MHz；环路滤波器的低通极点在53Hz处；第二转折频率在27kHz处；环路滤波器的DC增益69dB；环路滤波器的高频增益16dB。
环路滤波器1105可以包括模拟滤波器或离散时间滤波器，例如固定开关电容器PI滤波器或可编程开关电容器PI滤波器，其中，例如第一转折频率和/或第二转折频率的某些滤波器特性可以是可编程的并且由电压调节器电路控制。本领域技术人员将理解，环路滤波器1105和误差信号发生器1001可以一体形成，例如作为差分输入开关电容器PI滤波器。
在多电平量化器1010的输出端处供应的数字信号可以直接编码在先前讨论的开关段选择总线404(gsw_sel<0:7>)上，使得开关段选择总线404上的二进制码直接反映低通滤波控制信号εL的幅度或电平。这种编码原理通常被称为“温度计编码”。
在示出的实施例中，电荷泵电路100的第一、第二、第三和第四可控半导体开关SW1、SW2、SW3和SW4中的每一个都包括由相应的开关段控制信号组驱动的八个单独可控开关段。本领域技术人员将理解，第一、第二、第三和第四可控半导体开关SW1、SW2、SW3和SW4中的每一个或至少一个可以包括少于八个的单独可控开关段或多于八个个单独可控开关段，例如介于2个和16个之间的单独可控开关段，以保持合理的电路复杂性。多个单独可控开关段的导通电阻可以基本相同或不同。多个单独可控开关段可以并联耦合在每个可控半导体开关的输入和输出端子之间。通过先前讨论的数字开关阵列控制器从第一时钟相位导出施加至SW1和SW2的相应开关段的第一组和第二组开关段控制信号。通过先前讨论的数字开关阵列控制器从第二时钟相位导出施加至SW3和SW4的相应开关段的第三组和第四组开关段控制信号。该布置允许电压调节器401a在转换器操作期间通过根据数字控制信号的幅度为每个半导体开关选择八个单独可控开关段的变化子集来提供半导体开关SW1、SW2、SW3和SW4中的每一个的可变或自适应电导。针对数字控制信号的特定电平或幅度，开关段的相同子集优选地用于半导体开关SW1、SW2、SW3和SW4中的每一个，以简化数字开关阵列控制器的开关控制方案/机制的布局和编码。
因此，在数字控制信号的最大电平下，开关段选择总线404(gsw_sel<0:7>)上的二进制值8可以被编码为“11111111”，并且该值将导通每个半导体开关的所有八个单独可控开关段并且在导通状态下提供半导体开关SW1、SW2、SW3和SW4中的每一个的最大电导，即最小电阻。数字控制信号的更小的电平(例如2)由于温度计编码而在开关段选择总线404上生成对应更小的二进制值，例如“00000011”。该幅度电平将使电压调节器401a仅导通或激活每个半导体开关的八个单独可控开关段中的两个段，导致每个可控半导体开关的电导是以上讨论的最大电导的四分之一。因此，输出电压调节器401a的本实施例可以从八个开关电导值的组中选择第一、第二、第三和第四可控半导体开关中的每一个的开关电导值Gsw。因此，电压调节器401a的一些实施例可以配置为选择相应的段子集，使得导通状态下的半导体开关SW1、SW2、SW3和SW4中的每一个的电导跟踪数字控制信号的幅度。由于数字控制信号的大的幅度指示开关电容器DC-DC转换器的目标或期望DC输出电压Vout与DC参考电压Vref之间的大的差值，所以半导体开关SW1、SW2、SW3和SW4中的每一个的电导可以随着数字控制信号的幅度的增加而增加，反之亦然。
本领域技术人员将理解，通过使电荷泵电路的半导体开关中的每一个或至少一个分段，半导体开关的电导可以被电压调节器控制并用来控制或调整开关电容器DC-DC转换器的DC输出电压Vout。通过考虑由以上所讨论的半导体开关的可调电导提供的开关电容器DC-DC转换器的可变损耗电阻Req，可以理解输出电压调整。电荷泵电路中的分段式半导体开关的有价值的益处在于，仅需要在小负载下激活每个半导体开关的多个单独可控开关段的一小部分，即，仅仅是子集。该特征降低在这种轻负载条件下接通和断开可控半导体开关所引起的开关损耗，并降低可控半导体开关中的峰值电流。
图9A示意性地示出输出电压调节器401a，除了先前讨论的电路块之外，还包括时钟频率选择器1015，其选择由以上讨论的输出电压调节器401a生成的时钟信号sw_clk的频率。输出电压调节器优选地包括可调时钟发生器(未示出)，其配置为生成预定义的固定时钟频率组，例如介于两个以上、三个或四个固定时钟频率之间，例如介于两个和八个固定时钟频率之间。输出电压调节器配置为根据数字控制信号的电平或幅度在预定义的固定时钟频率组的这些独立时钟频率之间进行切换，以提供用于调整开关电容器DC-DC转换器的DC输出电压Vout的附加或甚至替代的控制机制。通过考虑开关电容器DC-DC转换器的损耗电阻Req的第一电阻分量(表示与一个或多个飞跨电容器的切换相关联的等效输出电阻)的变化，可以理解该输出电压调整机制。
提供预定义的固定时钟频率组使得能够进行系统级频率规划，其中，本开关电容器DC-DC转换器仅在系统的剩余部分对噪声不敏感或至少具有对于噪声的降低的灵敏度的频率处生成噪声干扰。对系统级的引用是指例如听力设备的完全便携通信设备，其中，将本开关电容器DC-DC转换器用于DC供电电源目的，如下面另外详细讨论的。预定义的固定时钟频率组的各时钟频率优选地通过例如2、3、4或8的整数因子相关联。通过这种方式，DC输出电压上的纹波噪声分量和发射的电磁噪声分量位于频谱的已知且明确定义的区域处，而不管这些单独时钟频率之间的切换。
图5在曲线图500上示出由图9A所示的输出电压调节器401a生成的低通滤波控制信号εL“控制信号”的示例性波形502。输出电压调节器401a包括八电平量化器或A/D转换器。电荷泵电路的半导体开关(例如SW1、SW2、SW3和SW4)中的每一个都包括八个单独可控开关段。输出电压调节器401a包括可调/可编程时钟发生器(未示出)，配置为生成至少由时钟频率250kHz、500kHz和1MHz构成的预定义的固定时钟频率组。八电平量化器的八个量化电平由曲线图500上的水平虚线示出，并且在Gsw6对应于六个激活开关段并且Gsw2对应于两个激活开关段等的列505处指示单独可控开关段的子集中的对应选择。曲线图520还示出根据低通滤波控制信号εL的变化电平由输出电压调节器401a进行的单独可控开关段的动态或自适应子集选择，其中，y轴示出激活开关段的数量随时间变化的情况。
曲线图510示出根据低通滤波控制信号εL的变化电平由输出电压调节器401a进行的时钟频率的动态或自适应选择。瞬时时钟频率选择也在列507中指出，示出时钟频率选择如何耦合至激活开关段的特定组，即五个或六个激活开关段Gsw5、Gsw4耦合至最高1MHz时钟频率等。输出电压调节器401a的可调时钟频率/开关频率为DC-DC转换器提供灵活的适应机制以改变负载条件，使得可以在重负载条件下选择高开关频率，并且在轻负载条件下选择低开关频率，从而获得最小化第一、第二、第三和第四可控半导体开关SW1、SW2、SW3和SW4以及DC-DC转换器的其他开关组件的开关损耗的益处。
图9B示出输出电压调节器401b的第二实施例的简化框图。输出电压调节器401b包括与上述讨论的那些对应的多个电路块，例如误差信号发生器(如减法电路1101)，配置为减去指示SC DC-DC转换器400的目标DC输出电压的DC参考电压Vref和反馈电压Vout，以确定控制信号或误差信号ε。输出电压调节器401b还包括环路滤波器1105、多电平量化器1110(即A/D转换器)，其配置为以预定采样频率将低通滤波控制信号εL转换为对应的数字控制信号，如以上所讨论的。输出电压调节器401b包括数字开关阵列控制器1120，其经由开关段选择总线404(gsw_sel<0:7>)和时钟信号sw_clk对电荷泵电路的可控半导体开关(例如SW1、SW2、SW3和SW4)实施切换触发控制方案。数字开关阵列控制器1120配置为在必要时仅将时钟信号sw_clk切换至电荷泵电路。数字开关阵列控制器1120配置为针对当前时钟或开关频率使用每个可控半导体开关的最小开关电导。该控制机制提供由输出电压调节器401b生成的时钟信号sw_clk 625的非重复波形，使得时钟信号的频谱随时间变化并且难以估计或控制。
曲线图600示出由图9B示出的输出电压调节器401b生成的低通滤波控制信号εL“控制输出”的示例性波形602。输出电压调节器401b包括八电平量化器或A/D转换器。电荷泵电路的半导体开关(例如SW1、SW2、SW3和SW4)中的每一个都包括八个单独可控开关段。八电平量化器的八个量化电平由曲线图600上的水平虚线示出，并且单独可控开关段的子集的对应选择在曲线图610、620和630上示出，其中，激活开关段的数量并且因此增加的开关电导在y轴上示出。x轴表示时间以示出激活开关段的数量随时间变化的情况。曲线图610、620和630示出指定为“正常”、“软斩”和“硬斩”的输出电压调节器401b的不同操作状态。在“正常”模式下，数字开关阵列控制器仅在低通滤波控制信号εL“控制信号”波形602在向上方向上跨越量化电平时起作用。当低通滤波控制信号超过量化电平时，时钟被切换，并且与刚刚穿过的量化电平相关联的开关电导接通。另一方面，当低通滤波控制信号再次低于由于开关段仅极少地切换而导致低功耗的量化电平时，不进行电导切换。在曲线图630所示的硬“斩”模式和曲线图620所示的软“斩”模式下，利用低通滤波控制信号向下跨越量化电平。该额外信息可以用于减少至负载的电荷转移。响应于低通滤波控制信号上升跨越量化电平的检测，切换时钟信号604(sw_clk)。然而，该切换通常导致太多的电荷转移至负载，因此通常DC输出电压将超过期望或目标DC输出电压一定量。这将使低通滤波控制信号减少一部分。在这些“斩波”模式中，数字开关阵列控制器将通过使用下降跨越量化电平的额外信息减少至电荷泵电路的电荷转移来做出响应。响应于“软斩”模式下的向下跨越量化电平，开关控制断开当前导通的具有最高电导的开关段，或者如果开关段具有相同的电导，则仅断开开关段中的任何一个，以减少电荷转移。响应于“硬斩”模式下的向下跨越量化电平，控制器断开所有开关段。然而，通常，响应于向下跨越量化电平，可以断开任何数量的单独开关段。
图9C示出输出电压调节器401c的第三实施例的简化框图。输出电压调节器401c包括与以上讨论的那些对应的多个电路块，例如误差信号发生器(例如减法电路1201)，配置为减去指示SC DC-DC转换器400的期望或目标DC输出电压的DC参考电压Vref和反馈电压Vout，以确定控制信号或误差信号ε。输出电压调节器401还包括环路滤波器1205、多电平量化器1210(即A/D转换器)，其配置为以预定采样频率将低通滤波控制信号εL转换为对应的数字控制信号，如以上所讨论的。输出电压调节器401c包括实施二进制加权控制方案的数字开关阵列控制器或加法器1230。数字开关阵列控制器1230可以选择被加权为二进制数的八个或任何其他实际的整数个单独可控开关段，以提供2N个可能的开关电导值，其中，N是电荷泵电路的每个可控半导体开关的单独开关段的数量。该控制机制或方案为可控半导体开关(例如SW1、SW2、SW3和SW4)提供显著更好的电导分辨率，并且可以消除由以上所讨论的仅使用八个可能的电导值的输出电压调节器401a、401b的第一和第二实施例的更有限的电导分辨率导致的某些缺点。以固定或可变加法器时钟频率对数字开关阵列控制器或加法器1230进行时钟控制。根据数字开关阵列控制器的示例性实施例，可以在包括2MHz、1MHz和500kHz的单独时钟频率的固定组之间调整时钟频率。在2MHz时钟频率下，可以在时钟信号的上升沿和下降沿两者上更新每个可控半导体开关的开关电导值Gsw。这提供DC输出电压上的最小电压纹波和精确的输出电压调节。时钟频率降低至例如1MHz或500kHz将导致更大的纹波电压，但是好处在于降低多电平量化器的功耗。
图7在曲线图700上示出由图9C所示的包括示例性的八电平量化器的输出电压调节器401c生成的低通滤波控制信号εL“控制信号”的示例性波形702。电荷泵电路的半导体开关SW1、SW2、SW3和SW4中的每一个都包括八个二进制加权的单独可控开关段，得到第一、第二、第三和第四可控半导体开关中的每一个的255个单独可选开关电导值Gsw。输出电压调节器401c还可以包括时钟频率选择器1215，其选择在输出电压调节器401a处生成的时钟信号sw_clk的频率。时钟频率选择器1215配置为生成预定义的固定时钟频率组，例如，至少由时钟频率250kHz、500kHz和1MHz构成。多电平量化器的量化电平的子集由曲线图700上的水平虚线示出，数字控制信号的幅度确定电导值，通过加法器1230将该电导值添加至每个可控半导体开关的当前电导值或从其中减去该电导值。所示实施例使用列705指示的电导值+1/+2/+4和-1/-2/-4，但是在其他实施例中，这种电导水平的选择可能是不同的。由数字开关阵列控制器或加法器1230以预定加法器时钟频率进行的加法由行707下方的竖直箭头712的组示出，表示每个可控半导体开关的对应计算的电导值，例如“103”、“101”、“98”等。
输出电压调节器401c配置为使用相对简单的映射规则(如下所述)，基于第一、第二、第三和第四可控半导体开关SW1、SW2、SW3和SW4中的每一个的当前开关电导来选择时钟信号sw_clk的当前时钟频率FS，映射规则例如：
-介于1和100之间的Gsw>FS＝250kHz；
-介于101和200之间的Gsw>FS＝500kHz；
-介于201和256之间的Gsw>FS＝1MHz。
数字开关阵列控制器可以适于实施简单的映射规则，以确保输出电压调节器401c增加时钟频率和开关电导两者，用于增加数字控制信号的幅度，反之亦然。例如，可以在每个加法器时钟周期中添加某一值(例如+/-1、2、4)。当达到开关电导值Gsw的某一阈值时，开关控制器切换至更高或更低的时钟频率。如果开关电导值保持恒定，并且时钟频率Fsw突然加倍，则在单个加法器周期内引入转换器的输出电阻的非常大的降低。这通常是不期望的效果，因此开关阵列控制器可以配置为响应于切换至更高的时钟频率来切换以减小开关电导的当前值。当跳变至更低的时钟频率时，开关阵列控制器可以实施对应的方案。例如，如果开关电导值恒定并且时钟频率减半，则会导致输出电阻的大幅增加。可以通过响应于时钟频率降低将开关电导值增加适当的量来补偿输出电阻的这种增加。
图9A、图9B和图9C通过曲线图910、920和930示出输出电压调节器401的第四实施例的操作。输出电压调节器401包括带有电荷泵电路100、200的可控半导体开关的分段式结构的数字开关阵列，类似于先前讨论的输出电压调节器401的第一、第二和第三实施例中的任何一个。电荷泵电路的每个可控半导体开关都可以包括由相应的开关段控制信号组驱动的介于2个和16个之间的单独可控开关段，如以上所讨论的。曲线图910示出驱动电荷泵电路的可控半导体开关中的至少一个且优选为全部的时钟信号的第一和第二时钟相位Φ1、Φ2的普通波形。如图所示，每个半导体开关的八个单独可控开关段的特定子集的所有开关基本同时导通，导致开关电导的突然变化，例如在第二时钟相位的上升沿912处，其中，开关电导Gsw从0突然变为4，其中，后一值指示由输出电压调节器401同时导通四个单独可控开关段的示例性子集。
曲线图920示出根据输出电压调节器的第四实施例的驱动电荷泵电路的可控半导体开关中的至少一个且优选为全部的时钟信号的第一和第二时钟相位Φ1、Φ2的波形。通过依次导通和断开多个(例如八个)单独可控半导体开关段，以逐步或阶梯式地导通和断开每个可控半导体开关。特定可控半导体开关的多个单独可控开关段可以通过对应的开关段控制信号组在导通和断开状态之间切换。如在第二时钟相位Φ2的上升波形边缘922处所示，开关电导Gsw以逐步的方式从零逐渐变化到4，其中，每一步指示所讨论的可控半导体开关的附加开关段的激活。因此，通过在开关段控制信号之间引入合适的时间延迟，可控半导体开关中的每一个逐渐或逐步地(例如，在四个离散步骤中)导通，如图所示。类似地，如第二时钟相位Φ2的下降波形边缘924处所示，开关电导Gsw以对应逐步的方式逐渐从四下降到零，其中，每一步指示附加开关段的去激活或断开。两个相邻开关段控制信号之间的时间延迟将根据各种设计因素(例如单独可控开关段的数量)而变化。在一些实施例中，两个相邻开关段控制信号之间的时间延迟可以对应于第一或第二时钟相位的周期时间tp的约0.04-0.4％，使得针对八段式开关，可控开关的总导通时间和截止时间可以介于周期时间tp的0.28-2.8％之间。第一或第二时钟相位的周期时间tp可以介于0.5μs和4μs之间，对应于电压泵电路的介于125kHz和2MHz之间的时钟或开关频率。曲线图930示意性地示出流入和流出电荷泵电路的飞跨电容器的电流的电流波形ICfly，其中，第一波形935示出曲线图910上的开关段选择方案的飞跨电容器电流。第二(虚线)电流波形940示出针对曲线图920上所示的开关段使用依次导通方案的飞跨电容器电流，其中，根据输出电压调节器的第四实施例，开关电导Gsw随时间逐渐变化。与第一飞跨电容器电流波形935相比，第二飞跨电容器电流波形940具有明显降低的变化率dI/dt。该特征导致与第二飞跨电容器电流波形940相关联的发射的高频磁和电噪声的显著降低，使得与以上讨论的第一、第二和第三实施例的可比较的实施方式相比，SC DC-DC转换器400的第四实施例的EMI特性得到改善。因此，便于将本SCDC-DC转换器实施例与其他电子电路和天线结构的集成，特别是对于例如听力设备的紧凑型便携通信设备。

Claims (15)

1.一种听力设备，包括：
可充电电池源，用于提供电池供电电压；
开关电容器DC-DC转换器，包括耦合至电池供电电压的DC输入端，用于将所述电池供电电压转换为更高或更低的DC输出电压；
至少一个有源电路，连接至DC输出电压，所述DC输出电压用于对所述至少一个有源电路的有源组件供电。
2.根据权利要求1所述的听力设备，其中，所述至少一个有源电路包括：
D类输出放大器。
3.根据权利要求2所述的听力设备，还包括：
控制和处理电路，包括：
第一音频输入信道，用于接收第一音频信号，
信号处理器，用于接收和处理所述音频信号，用于根据使用者的听力损失生成补偿麦克风信号；
其中，所述补偿麦克风信号施加至所述D类输出放大器的音频输入端，用于以预定调制频率生成调制输出信号以应用于微型接收器或扬声器。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的听力设备，其中，所述开关电容器DC-DC转换器包括：
时钟发生器，配置为生成时钟信号，
电荷泵电路，包括由从所述时钟信号导出的第一和第二非重叠时钟相位驱动的开关阵列；所述开关阵列配置为：在第一时钟相位下，根据所述DC输入电压对飞跨电容器充电，并且在第二时钟相位下，使所述飞跨电容器向连接至所述DC输出电压的输出电容器放电；以及
输出电压调节器，包括：
用于接收DC参考电压的参考电压输入端和用于接收表示所述DC输出电压的反馈电压的反馈电压输入端，
误差信号发生器，配置为组合所述DC参考电压和所述反馈电压以确定控制信号，
环路滤波器，配置为用于对所述控制信号进行接收和低通滤波以生成低通滤波控制信号，
多电平量化器，配置为以预定采样频率将所述低通滤波控制信号转换为对应的数字控制信号，
开关阵列控制器，配置为基于所述时钟信号和所述数字控制信号生成用于所述电荷泵电路的第一和第二非重叠时钟相位。
5.根据权利要求4所述的听力设备，其中，所述时钟发生器配置为生成预定义的单独可选固定时钟频率组，例如介于两个固定时钟频率和八个固定时钟频率之间。
6.根据权利要求5所述的听力设备，其中，所述输出电压调节器配置为根据所述D类输出放大器的预定调制频率从预定义的固定时钟频率组中选择时钟频率。
7.根据权利要求6所述的听力设备，其中，所述预定义的固定时钟频率组中的每一个时钟频率都是所述D类输出放大器的预定调制频率的整数倍。
8.根据权利要求6或7所述的听力设备，其中，所述开关电容器DC-DC转换器的时钟信号与设定所述D类输出放大器的预定调制频率的时钟信号同步。
9.根据权利要求4至8中任一项所述的听力设备，其中，所述可充电电池源包括至少一个锂离子电池单元。
10.根据权利要求4至9中任一项所述的听力设备，其中，所述多电平量化器的预定采样频率等于或两倍于所述时钟信号的时钟频率。
11.根据权利要求4至10中任一项所述的听力设备，其中，所述电荷泵电路的开关阵列包括多个可控半导体开关，在所述多个可控半导体开关中，至少第一可控半导体开关和第二可控半导体开关由所述第一时钟相位驱动，并且至少第三可控半导体开关和第四可控半导体开关由所述第二时钟相位驱动。
12.根据权利要求11所述的听力设备，其中，所述第一可控半导体开关和所述第二可控半导体开关均包括由从所述第一时钟相位导出的第一组开关段控制信号和第二组开关段控制信号分别驱动的多个单独可控开关段；并且所述第三可控半导体开关和所述第四可控半导体开关中的每一个都包括由从所述第二时钟相位导出的第三组开关段控制信号和第四组开关段控制信号分别驱动的多个单独可控开关段。
13.根据权利要求12所述的听力设备，其中，所述输出电压调节器配置为：对于所述第一可控半导体开关、所述第二可控半导体开关、所述第三可控半导体开关和所述第四可控半导体开关中的一个或多个，根据所述数字控制信号的幅度选择所述多个单独可控开关段的相应的段子集。
14.根据权利要求12或13所述的听力设备，其中，所述输出电压调节器配置为：
通过经由第一组开关段控制信号依次导通和截止所述多个单独可控开关段，来在所述第一可控半导体开关的导通状态和截止状态之间切换；和/或
通过经由第二组开关段控制信号依次导通和截止所述多个单独可控开关段，来在所述第二可控半导体开关的导通状态和截止状态之间切换；和/或
通过经由第三组开关段控制信号依次导通和截止所述多个单独可控开关段，来在所述第三可控半导体开关的导通状态和截止状态之间切换；和/或
通过经由第四组开关段控制信号依次导通和截止所述多个单独可控开关段，来在所述第四可控半导体开关的导通状态和截止状态之间切换。
15.根据权利要求14所述的听力设备，其中，所述输出电压调节器配置为：根据所述数字控制信号的幅度，在预定义的固定时钟频率组的各时钟频率之间切换。
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