CN108020280B - 电磁流量计高频励磁条件下非稳态信号处理方法 - Google Patents

电磁流量计高频励磁条件下非稳态信号处理方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种电磁流量计高频励磁条件下非稳态信号处理方法，包括：将输入信号直接输入至模数转换电路进行信号预处理；构建干扰模型，根据所述干扰模型提取预处理后信号的微分干扰信号动态变化的特征量；根据所述特征量获取微分干扰信号，并进行去除微分干扰信号处理，获取导电流体流量输出信号；本发明中的可以提高电流稳定速度，缩短磁场激励时间以减小设备电流消耗；可以有效的延长电池供电型产品的使用；本发明可以增强有效信号采集时间内的励磁电流，提高信噪比，解决了100Hz以上高频励磁条件下，引入的干扰导致零点不稳等问题。

Description

电磁流量计高频励磁条件下非稳态信号处理方法
技术领域
本发明涉及计算机网络技术及通信领域，尤其涉及一种电磁流量计高频励磁条件下非稳态信号处理方法。
背景技术
电磁流量计是采用法拉第电磁感应原理通过给线圈提供电流产生磁场，流体切割磁场产生与流场相关信号进行测量的；为了减小电极化干扰，通常会采用交变磁场的方式进行激励，但由于线圈会带来电感效应，所以励磁电流的变化会遵循电感工作原理，在电流突变时电感会产生反向电动势阻碍电流的变化，导致电流无法快速到达加载的稳定状态，该状态会受到加载的电压，线圈的电阻和电感相互作用。
目前，国内外传统电磁流量计大都采用低频励磁技术在励磁电流稳态区测量或在提高励磁频率时通过对励磁电路的改进加大励磁电压强制将电流在短时间提高至稳定状态进行测量；因为励磁电流在上升状态时会磁场是变化的，此时磁场受到多种外部因素的干扰，导致信号会随温度、时间、接地、涡流、介质阻抗、电极极化、信号串扰等因素的影响，无法获得如励磁电流在稳定状态下那般重复性和线性，增大了信号处理的难度。
为了克服短时励磁状态下信号的稳定测量问题，一般采取如下两种方案，第一种是通过加大励磁电压强制快速提升励磁电流，但该种方法功耗大发热量较大，不利于类似电池供电低功耗条件下使用，并且发热量也会对仪表的长期使用带来隐患，第二种是通过改用其它结构的传感器如采用电磁铁提供磁场，通过给电磁铁充电在短时激励后，利用电磁铁的剩磁提供信号所需的磁场，但该方案由于对传感器要求很高，在国内还无法找到相应的材料和工艺，并且其适用效果也有待时间检验，因此，亟需一种新的技术手段，能够解决电磁流量计由于高频励磁带来的励磁电流无法进入稳定状态下，实现对流场信号的提取并最终获得满足测量精度。
发明内容
鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明提供一种电磁流量计高频励磁条件下非稳态信号处理方法，以解决上述技术问题。
本发明提供的电磁流量计高频励磁条件下非稳态信号处理方法，包括：
将输入信号直接输入至模数转换电路进行信号预处理；
构建干扰模型，
根据所述干扰模型提取预处理后信号的微分干扰信号动态变化的特征量；
根据所述特征量获取微分干扰信号，并进行去除微分干扰信号处理，获取导电流体流量输出信号。
进一步，所述预处理包括将信号直接输入至积分式模数转换电路，通过所述积分式模数转换电路对输入信号进行放大，并对放大后的信号进行滤波处理。
进一步，所述提取预处理后信号的微分干扰信号动态变化的特征量包括对微分干扰信号和励磁电流信号进行梳状带通滤波处理，保留奇次谐波，同时消除偶次谐波和直流偏置。
进一步，所述干扰模型通过如下公式获取：
Figure BDA0001475066450000021
其中，U为传感器电压，R为传感器电阻，L为传感器电感，k为常数，S为有效截面积，N为线圈扎数，t为励磁时间，μ为磁导率，K为常数。
进一步，所述去除微分干扰信号处理还包括对微分干扰进行温度补偿。
进一步，所述温度补偿包括：
建立零点模型；
通过在标定前调零时在同一次励磁的两个不同时间点进行采样，获取传感器的特征量；
在同一时间点采样，获取零点的变化量；
根据所述传感器的特征量和零点的变化量，通过零点模型获取温度补偿后的零点值。
进一步，所述零点模型通过如下公式获取：
Figure BDA0001475066450000022
其中，
Figure BDA0001475066450000023
k'为传感器的特征量，A为不同时刻流速变化率因为流速是可测的所以A是可知量，t0,t1为励磁激励时间长度，R'为t0时刻不同温度下的励磁电路阻值。
进一步，在进行梳状带通滤波处理时，采集一个周期的信号数据，并将所述信号数据复制，作为信号从起始变化到稳定状态时间内所有周期时间内其他周期的信号数据。
本发明的有益效果：本发明中的电磁流量计高频励磁条件下非稳态信号处理方法，可以提高电流稳定速度，缩短磁场激励时间以减小设备电流消耗；可以有效的延长电池供电型产品的使用；本发明可以增强有效信号采集时间内的励磁电流，提高信噪比，解决了100Hz以上高频励磁条件下，引入的干扰导致零点不稳等问题。
附图说明
图1是本发明实施例中的零点信号波形图和原始信号经过梳状带通滤波后的波形示意图。
图2是本发明实施例中零点信号的频谱示意图。
图3是本发明实施例中原始信号经过梳状带通滤波器后信号的频谱示意图。
图4是本发明实施例中重构信号的频谱示意图。
图5是本发明实施例中图4所示信号经过傅里叶展开后的频谱示意图。
图6是本发明实施例中以传感器电阻R＝50欧姆，电感L＝0.2H，电压U＝7.2V情况下指数函数
Figure BDA0001475066450000031
归一为
Figure BDA0001475066450000032
并以信号频率进行重构后得到的励磁电流信号示意图。
图7是本发明实施例中励磁电流信号的频谱示意图。
图8是本发明实施例中微分干扰信号与励磁电流信号的互相关系数示意图。
图9是本发明实施例中微分干扰信号采取一个周期的信号数据并复制出后续数据的示意图。
图10是本发明实施例中励磁电流信号采取一个周期的信号数据并复制出后续数据的示意图。
图11是本发明实施例中电磁流量计高频励磁条件下非稳态信号处理方法的流程示意图。
具体实施方式
以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。需说明的是，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。
需要说明的是，以下实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，遂图式中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也可能更为复杂。
在传统方案中，由于要避开电流变化过程中引入的干扰，所以必须在整个测量过程中，让电路部分长时间保持稳定的电流才能进行测量，而电流的大小直接关系到磁场的强弱，继而影响到信噪比的大小，通常励磁电流都在100mA～500mA，才能保证测量精度的要求；而采用该方式的缺点是绝大多数的能量白白消耗在了等待稳定的时间上，特别是在本身功耗要求极低的设备上，该方法是不可取的；再则是通过改进传感器材质采用电磁铁的剩余磁场，来获取测量信号，但同时提高了成本和制造的难度，并且该方案只能回避涡流等短时干扰，但由于激励电流仍然未能达到稳定状态，如温度，介质阻抗，随时间缓慢变化的各种因素仍然包含在磁场里面无法消除，从而影响到设备的测量精确度。
如图11所示，本实施例中的非对称K码编解码的串行通信数据恢复解决方法，包括：
将输入信号直接输入至模数转换电路进行信号预处理；
构建干扰模型；
根据所述干扰模型提取预处理后信号的微分干扰信号动态变化的特征量；
根据所述特征量获取微分干扰信号，并进行去除微分干扰信号处理，获取导电流体流量输出信号。
在本实施例中，通过数据的积累研究发现电磁流量计励磁前端的信息里面的干扰量是以加的形式存在的，通过将所有影响测量的干扰信号逐一分解出来，采取对应的方法予以消除，可以将原始信号提取出来，由于短时励磁信号频率通常很高100Hz～500Hz，再用传统的滤波放大电路容易造成信号的畸变，增大追溯信号随传感器变化规律的难度。在本实施例中放弃了前级滤波放大电路，通过预处理，将信号直接输入至积分式模数转换电路，通过所述积分式模数转换电路对输入信号进行放大，并对放大后的信号进行滤波处理，优选地，本实施例直接将信号引入高精度的积分式模数转换电路模块，该转换模块的位数能达到32位，通过内部放大电路放大32倍后，通过一个一阶的低通数字滤波器进行滤波处理，然后将转换数据传输给MCU进行后续信号处理。
如图1所示，在本实施例中，上半部份是实测零点信号波形图；下半部份是原始信号经过梳状带通滤波后的波形图，图2是本实施例实测零点信号的频谱，该频谱是由信号频率的奇次倍谐波与偶次倍谐波加上直流偏置构成，原始信号经过梳状带通滤波器后信号的频谱，该频谱只含有信号频率的奇次倍谐波，如图3所示。在本实施例中，以传感器电阻R＝50欧姆，电感L＝0.2H为例，图5是指数函数
Figure BDA0001475066450000051
以信号频率进行重构后得到的图4所示信号经过傅里叶展开后的频谱，该频谱只含有信号频率的奇次倍谐波，图4、5为本实施例中通过matlab按照实际传感器参数模拟出的微分干扰信号数据，以及通过频谱展开后的示意图。通过将图3、图5与图2进行对比发现，微分干扰并不含有直流偏置和偶次谐波分量，电路中的直流分量和偶此谐波分量是由于电路系统的非对称性造成，图6是以传感器电阻R＝50欧姆，电感L＝0.2H，电压U＝7.2V，情况下指数函数
Figure BDA0001475066450000052
归一为
Figure BDA0001475066450000053
并以信号频率进行重构后得到的励磁电流信号，图7是励磁电流信号的频谱，该频谱只含有信号频率的奇次倍谐波，图8中是微分干扰信号与励磁电流信号的互相关系数，由于微分干扰信号与励磁电流信号互相关；所以励磁电流也存在相似的非对称性；本实施例中的提取预处理后信号的微分干扰信号动态变化的特征量包括对微分干扰信号和励磁电流信号进行梳状带通滤波处理，保留奇次谐波，同时消除偶次谐波和直流偏置，为了提取微分干扰信号动态变化的特征量，通过对微分干扰信号与励磁电流信号进行梳状带通滤波保留奇次谐波消去偶次谐波与直流偏置，以消除信号的不对称性。
在本实施例中，由于梳状带通滤波计算需要一定数据量(从信号起始变化到达到稳定状态需要多于100个信号周期时间)，但以1Hz励磁频率出数来看，提供的数据量少，需要时间长；为了解决数据量少的问题，考虑只采取一个周期的信号数据，然后复制出后面99组数据，微分干扰信号和励磁电流信号分别如图9和图10所示；这种方式仅用于提取微分干扰信号和励磁电流信号的特征量，因此可以满足要求。
图4、图5是；图9和图10如前面所述是为了满足滤波算法要求的数据量，拿有一个周期的效数据进行填充，图9是微分干扰信号的示意图，图10是励磁电流信号的示意图
在本实施例中，以采用1200Hz滤波，励磁频率1Hz为例，每个周期采集40个采样点，则可以重新构建出30Hz励磁信号；由于1Hz励磁周期为工频周期的偶数倍；则相临半周期励磁信号上含有的工频干扰相同，频率为励磁信号的两倍；由于信号通过梳状带通滤波器后会消除偶次谐波，所以可以将工频干扰信息滤出掉。
由于
Figure BDA0001475066450000054
微分干扰
Figure BDA0001475066450000055
可构建干扰模型：
Figure BDA0001475066450000061
其中，U为传感器两端电压，R为传感器电阻，L为传感器电感，k为常数，S为有效截面积，N为线圈扎数；
由于励磁电流i(t)可以测量，调零时为已知量；调零时可测得当时的微分干扰信号；此时刻为已知量；
Figure BDA0001475066450000064
Figure BDA0001475066450000065
由于U，R可测得；将(式3)带入(式2)后可得到
Figure BDA0001475066450000066
因为当传感器电阻R远大于电源内阻r时
Figure BDA0001475066450000067
为近似常数；
因此在调零时可以通过(式1)求得K；
当R作为自变量时(式1)就为R的函数，分子部份可以通过励磁电流测得，然后求得分母大小，将分母减去
Figure BDA0001475066450000068
后取反，可得
Figure BDA0001475066450000069
即微分干扰信号；
在本实施例中，转换器同时测量励磁电流大小，和励磁信号大小，计算出传感器电阻大小，传感器电阻远大于电池内阻+采样电阻以保证U值受到R的影响可以忽略；由于水为非导磁介质因此
Figure BDA00014750664500000610
可以忽略；只需要消去微分干扰并作简单平滑滤波后即可以得到流体信号；
以下为U随R的变化
Figure BDA00014750664500000611
可知由于电池内阻r＜＜R，使得U1≈U2；
根据微分干扰计算公式
Figure BDA00014750664500000612
其中，U为传感器两端电压，R为传感器电阻，L为传感器电感，k为常数，S为有效截面积，N为线圈扎数；通过老化实验得出，影响微分干扰的主要因子是U和R，U来自电池供电电源，R来自传感器线圈电阻，两者受到环境温度的影响较大其它参量可视为常数，因此微分干扰公式可变型为
Figure BDA0001475066450000071
可将四式拆分成两个公式；
y1＝KU (式5)，
y2＝(eRt)k′ (式6)，
可见式5是个线性公式，式6是个指数函数公式，并且由于电池内阻远小于传感器线圈电阻，两式互不相关；实际使用时对微分干扰受温度影响的补偿，可以分别对式5和式6进行补偿来实现；
由于传感器信号：
因此
Figure BDA0001475066450000073
Figure BDA0001475066450000074
V＝klv+KR(eRt)k′ (式10)；
通过式10可以得出，当电池内阻远小于传感器线圈电阻时，零点漂移只与R有关。
在本实施例中，建立零点模型
Figure BDA0001475066450000075
其中，
Figure BDA0001475066450000076
由于t0，t1，R，A(A为不同时刻流速变化率因为流速是可测的所以A是可知量，t0,t1为励磁激励时间长度，R为t0时刻原有励磁电路阻值)已知，可以如下求得k'
Figure BDA0001475066450000077
将前式变换为(ea)k′＝B，两边取自然对数
Figure BDA0001475066450000078
得到
Figure BDA0001475066450000081
上述是在标定前调零时通过在同一次励磁的两个不同时间点进行采样，求得传感器的特征量k'；
以下是通过对设备运行过程，由于温度影响传感器阻值发生改变情况下在同一时间点进行采样，求得零点的变化量；
Figure BDA0001475066450000082
由此可推出V0'＝(1-K')×V0；从而得到补偿后的零点值。
上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。

Claims (6)

1.一种电磁流量计高频励磁条件下非稳态信号处理方法，其特征在于，包括：
将输入信号直接输入至模数转换电路进行信号预处理；
构建干扰模型；
根据所述干扰模型提取预处理后信号的微分干扰信号动态变化的特征量；
根据所述特征量获取微分干扰信号，并进行去除微分干扰信号处理，获取导电流体流量输出信号；
对微分干扰进行温度补偿；
所述温度补偿包括：
建立零点模型；
通过在标定前调零时在同一次励磁的两个不同时间点进行采样，获取传感器的特征量；
在同一时间点采样，获取零点的变化量；
根据所述传感器的特征量和零点的变化量，通过零点模型获取温度补偿后的零点值。
2.根据权利要求1所述的电磁流量计高频励磁条件下非稳态信号处理方法，其特征在于，所述预处理包括将信号直接输入至积分式模数转换电路，通过所述积分式模数转换电路对输入信号进行放大，并对放大后的信号进行滤波处理。
3.根据权利要求1所述的电磁流量计高频励磁条件下非稳态信号处理方法，其特征在于，所述提取预处理后信号的微分干扰信号动态变化的特征量包括对微分干扰信号和励磁电流信号进行梳状带通滤波处理，保留奇次谐波，同时消除偶次谐波和直流偏置。
4.根据权利要求3所述的电磁流量计高频励磁条件下非稳态信号处理方法，其特征在于，所述干扰模型通过如下公式获取：
Figure FDA0002259414750000011
其中，U为传感器电压，R为传感器电阻，L为传感器电感，k为常数，S为有效截面积，N为线圈扎数，t为励磁时间，μ为磁导率，K为常数。
5.根据权利要求1所述的电磁流量计高频励磁条件下非稳态信号处理方法，其特征在于，所述零点模型通过如下公式获取：
其中，
Figure FDA0002259414750000021
k'为传感器的特征量，A为不同时刻流速变化率，t0,t1为励磁激励时间长度，R'为t0时刻不同温度下的励磁电路阻值。
6.根据权利要求3所述的电磁流量计高频励磁条件下非稳态信号处理方法，其特征在于，在进行梳状带通滤波处理时，采集一个周期的信号数据，并将所述信号数据复制，作为信号从起始变化到稳定状态时间内所有周期时间内其他周期的信号数据。
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