CN108011161A - 基于电磁带隙和互补开口环谐振器结构的微波滤波器及其设计方法 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及基于电磁带隙和互补开口环谐振器结构的微波滤波器及其设计方法，与现有技术相比解决了增加微波滤波器的传输性能必须依赖增加谐振单元的缺陷。本发明的方形谐振单元包括第一方形谐振器、第二方形谐振器、第三方形谐振器，第一方形谐振器上加载有第一开路枝节线，第二方形谐振器上加载有第二开路枝节线，第三方形谐振器上加载有第三开路枝节线，第一方形谐振器与第二方形谐振器之间的50欧姆传输线上加载有第一马刺线谐振器，第二方形谐振器与第三方形谐振器之间的50欧姆传输线上加载有第二马刺线谐振器。本发明具有尺寸小、相对带宽大、矩形系数高的优点，适合于小型化、高性能微波电路系统。
Description
技术领域
本发明涉及微波与毫米波无源电路技术领域，具体来说是基于电磁带隙和互补开口环谐振器结构的微波滤波器及其设计方法。
背景技术
随着现代通信技术和雷达技术的快速发展，电路系统的集成化度越来越高。在混合电路系统中，包含有很多射频/模拟电路，微波滤波器作为分配有限频谱资源的关键器件，在系统的发射和接收端可对噪声传播进行隔离和频率选择。尤其是对某些噪声信号进行抑制来减少干扰，比如某些常用的微波器件诸如双工器、振荡器和混频器等都需要对杂散信号进行抑制。因而，为了减小噪声对电路性能的影响，我们需要研究和设计高性能、小型化的微波滤波器，来抑制高速混合电路系统中的电磁噪声干扰。
电磁带隙结构由于在一定的频率范围内具有带隙特性，同样被广泛用于微波器件、天线和频率选择表面的设计。由光子晶体理论可知，当电磁带隙结构满足布拉格反射条件时，具有阻带特性，但其阻带频率范围内抑制较差且带宽较小。1999年，T.Itoh教授提出共面紧凑型电磁带隙结构，它不需要金属化过孔，采用单层微带基板和平面微带结构即可实现，因而可以降低成本且工艺简单。为了扩展电磁带隙结构的功能，人们设计了各种形式的电磁带隙结构，比如极化型电磁带隙结构；圆柱型电磁带隙结构；加载电容型可调电磁带隙结构等。而为了减小电磁带隙结构的尺寸大小，又相继出现了螺旋型电磁带隙结构；多层堆叠型电磁带隙结构；分形电磁带隙结构和双面型电磁带隙结构等多种结构形式。
然而，对于这些传统的电磁带隙结构都普遍存在一个问题，即为了改善电路的电磁特性等，如图2所示，常需要通过增加谐振单元的数目来实现，无疑这将会增大电路结构的尺寸大小。此外，仅通过增加电磁带隙结构阶数的办法，只会增加阻带宽度，而阻带抑制深度和通带边缘的矩形系数并没有明显改善。
因此，如何解决微波滤波器的平面电磁带隙结构在传输性能和尺寸大小上的矛盾已经成为急需解决的技术问题。
发明内容
本发明的目的是为了解决现有技术中增加微波滤波器的传输性能必须依赖增加谐振单元的缺陷，提供一种基于电磁带隙和互补开口环谐振器结构的微波滤波器及其设计方法来解决上述问题。
为了实现上述目的，本发明的技术方案如下：
一种基于电磁带隙和互补开口环谐振器结构的微波滤波器，包括微波介质基板，微波介质基板一侧设有周期性分布在50欧姆传输线上的方形谐振单元，
所述的微波介质基板另一侧设有周期性分布在地平面上的互补开口环谐振器单元，所述的方形谐振单元包括第一方形谐振器、第二方形谐振器、第三方形谐振器，第一方形谐振器上加载有第一开路枝节线，第二方形谐振器上加载有第二开路枝节线，第三方形谐振器上加载有第三开路枝节线，第一方形谐振器与第二方形谐振器之间的50欧姆传输线上加载有第一马刺线谐振器，第二方形谐振器与第三方形谐振器之间的50欧姆传输线上加载有第二马刺线谐振器。
所述的互补开口环谐振器单元包括刻蚀在地平面上的第一互补开口环谐振器和第二互补开口环谐振器，第一互补开口环谐振器位于第一方形谐振器与第二方形谐振器之间的50欧姆传输线背面的地平面上，第二互补开口环谐振器位于第二方形谐振器与第三方形谐振器之间的50欧姆传输线背面的地平面上。
所述第一方形谐振器、第二方形谐振器和第三方形谐振器结构尺寸、分布均符合切比雪夫函数。
所述的第一开路枝节线、第二开路枝节线和第三开路枝节线均在其阻带内生成同一个传输零点，第一开路枝节线、第二开路枝节线和第三开路枝节线的长度为其传输零点对应频率的四分之一。
所述的第一马刺线谐振器和第二马刺线谐振器均在其阻带内生成同一个传输零点，第一马刺线谐振器和第二马刺线谐振器的长度为其传输零点对应频率的四分之一。
所述的第一互补开口环谐振器和第二互补开口环谐振器均在其通带边缘生成同一个传输零点。
所述的微波介质基板为FR4，微波介质基板的介电常数为4.3、损耗角正切为0.02、厚度为0.8mm。
所述第一方形谐振器、第二方形谐振器和第三方形谐振器三者尺寸变化依序呈小、大、小的变化形式。
基于电磁带隙和互补开口环谐振器结构的微波滤波器的设计方法，包括以下步骤：
在50欧姆传输线上周期性分布第一方形谐振器、第二方形谐振器、第三方形谐振器，第一方形谐振器、第二方形谐振器、第三方形谐振器之间的间距满足布拉格反射条件；
设第一方形谐振器、第二方形谐振器之间的距离为d，其计算公式如下：
β·d＝π
其中：β为介质材料的导波数，λg为导波波长，c为自由空间中的光速，f0为中心频率，εeff为介质材料的有效介电常数；
根据阻带抑制深度和通带内的插入损耗之间的关系，选取填充因子a/d大小为0.5，确定方形谐振器的尺寸a大小；
在第一方形谐振器、第二方形谐振器、第三方形谐振器上依次加载第一开路枝节线、第二开路枝节线和第三开路枝节线，从而引入1个传输零点，第一开路枝节线、第二开路枝节线和第三开路枝节线的尺寸大小为对应传输零点频率的四分之一波长；
在第一方形谐振器与第二方形谐振器之间的50欧姆传输线上连接第一马刺线谐振器，第二方形谐振器与第三方形谐振器之间的50欧姆传输线上连接第二马刺线谐振器，第一马刺线谐振器和第二马刺线谐振器的尺寸大小为对应传输零点频率的四分之一波长；
在第一马刺线谐振器和第二马刺线谐振器正下方的地平面上分别对应刻蚀出第一互补开口环谐振器和第二互补开口环谐振器，第一互补开口环谐振器和第二互补开口环谐振器的尺寸m、b3由互补开口环谐振器的谐振频率fc确定其计算表达式如下：
其中，c为自由空间中的光速，ε0是真空中的介电常数，m为互补开口环谐振器中方形贴片尺寸的边长，b3为互补开口环谐振器中槽线的宽度，εeff和hs分别是介质材料的有效介电常数和基底厚度。
有益效果
本发明的基于电磁带隙和互补开口环谐振器结构的微波滤波器及其设计方法，与现有技术相比通过在50欧姆传输线上加载开路枝节线和马刺线谐振器，能够改善阻带宽度和抑制深度，通过在地平面上刻蚀互补开口环谐振器，在通带边缘引入传输零点改善了矩形系数。同时受电磁带隙结构的周期性影响，通带内波纹系数较大，将方形谐振单元根据切比雪夫函数来渐变分布，减小了通带内的波纹。
基于本发明设计的微波滤波器，通带内的插入损耗小于0.7dB，通带边缘的矩形系数为45.95dB/GHz，阻带抑制相对带宽为112.91％，抑制深度为40dB，电尺寸大小为0.32λg×1.18λg。与传统基于电磁带隙结构设计的微波滤波器相比，具有尺寸小、相对带宽大、矩形系数高的优点，适合于小型化、高性能微波电路系统。
附图说明
图1为本发明的结构示意图；
图2为现有技术中电磁带隙结构的结构示意图；
图3a为本发明中互补开口环谐振器的结构示意图；
图3b为本发明中互补开口环谐振器等效电路示意图；
图4为本发明的电磁带隙结构中不同方形谐振器阶数的S参数比较图；
图5为本发明的电磁带隙结构中不同方形谐振器尺寸大小的S参数比较图；
图6为本发明的电磁带隙结构中根据不同渐变函数分布的S参数比较图；
图7为本发明的电磁带隙结构加载CSRR谐振器中贴片尺寸b1不同的S参数比较图；
图8为本发明提供的电磁带隙结构加载CSRR谐振器中缝隙尺寸b3不同的S参数比较图；
图9为本发明提供的电磁带隙结构加载CSRR谐振器与不加载CSRR谐振器的S参数比较图；
图10为本发明的仿真与测试结果比较图；
其中，101-50欧姆传输线、102-第一马刺线谐振器、103-第二马刺线谐振器、201-第一方形谐振器、202-第二方形谐振器、203-第三方形谐振器、301-第一开路枝节线、302-第二开路枝节线、303-第三开路枝节线、401-第一互补开口环谐振器、402-第二互补开口环谐振器。
具体实施方式
为使对本发明的结构特征及所达成的功效有更进一步的了解与认识，用以较佳的实施例及附图配合详细的说明，说明如下：
如图1所示，本发明所述的一种基于电磁带隙和互补开口环谐振器结构的微波滤波器，包括微波介质基板，微波介质基板可以为FR4，微波介质基板的介电常数为4.3、损耗角正切为0.02、厚度为0.8mm。微波介质基板一侧设有周期性分布在50欧姆传输线101上的方形谐振单元，微波介质基板另一侧设有周期性分布在地平面上的互补开口环谐振器单元。其中，50欧姆传输线101的输入、输出都采用微带线形式，并与SMA同轴接头匹配。
方形谐振单元包括第一方形谐振器201、第二方形谐振器202、第三方形谐振器203，第一方形谐振器201、第二方形谐振器202、第三方形谐振器203周期性分布在50欧姆传输线101上。在本发明中，只使用了3个谐振器。如图2所示，现有技术中，形状和大小都相同的方形贴片作为电磁带隙结构的基本谐振单元，被均匀且周期性地刻蚀在50欧姆传输线上。与现有技术中增加谐振单元的数目来实现电磁功率增大相比，本发明的尺寸更小，避免了现有技术中需要增加谐振单元的数目致使电路尺寸过大的问题。
在此，改进型的电磁带隙结构是通过在方形谐振器上加载(连接)开路枝节线来实现，第一方形谐振器201上加载有第一开路枝节线301，第二方形谐振器202上加载有第二开路枝节线302，第三方形谐振器203上加载有第三开路枝节线303。同时，第一方形谐振器201、第二方形谐振器202和第三方形谐振器203结构尺寸、分布均符合切比雪夫函数，即第一方形谐振器201、第二方形谐振器202和第三方形谐振器203三者尺寸变化呈小、大、小的形式，从而明显改善通带内的波纹，减小插入损耗，增大回波损耗。
第一方形谐振器201与第二方形谐振器202之间的50欧姆传输线上加载有第一马刺线谐振器102，第二方形谐振器202与第三方形谐振器203之间的50欧姆传输线上加载有第二马刺线谐振器103。
与传统技术相比，在平面电磁带隙结构中加载开路枝节线、马刺线谐振器，可以引入2个传输零点来增加阻带宽度。第一开路枝节线301、第二开路枝节线302和第三开路枝节线303均在其阻带内生成同一个传输零点fs1来改善阻带宽度和抑制深度，第一开路枝节线301、第二开路枝节线302和第三开路枝节线303的长度为其传输零点对应频率的四分之一。第一马刺线谐振器102和第二马刺线谐振器103均在其阻带内生成同一个传输零点fs2来改善阻带宽度和抑制深度，第一马刺线谐振器102和第二马刺线谐振器103的长度为其传输零点对应频率的四分之一。
互补开口环谐振器单元包括刻蚀在地平面上的第一互补开口环谐振器401和第二互补开口环谐振器402。第一互补开口环谐振器401和第二互补开口环谐振器402为人工介质谐振器，它属于微波异性介质的一种，当电场轴向入射到谐振器表面时，会产生负的介电常数，形成一个陡峭的传输禁带，互补开口环谐振器在通带边缘附近引入(生成)同一个传输零点fs3来改善通带的矩形系数和阻带抑制宽度。如图3a和图3b所示，互补开口环谐振单元是在完整平面上刻蚀两个同心且都开口方向相反的金属环组成。当谐振单元受到时谐电场的轴向激励时，会产生感应电感Lc和平板电容Cc，因此互补开口环单元可等效为LC谐振电路。
第一互补开口环谐振器401位于第一方形谐振器201与第二方形谐振器202之间的50欧姆传输线背面的地平面上，第二互补开口环谐振器402位于第二方形谐振器202与第三方形谐振器203之间的50欧姆传输线背面的地平面上。通过在地平面加载互补开口环谐振器，可以改善抑制深度并在通带边缘额外引入1个传输零点来改善矩形系数，而采用渐变形周期分布可以减小通带内的波纹，增大回波损耗。
在此，还提供一种基于电磁带隙和互补开口环谐振器结构的微波滤波器的设计方法，其包括以下步骤：
第一步，在50欧姆传输线上周期性分布第一方形谐振器201、第二方形谐振器202、第三方形谐振器203。第一方形谐振器201、第二方形谐振器202、第三方形谐振器203之间的间距满足布拉格反射条件。
按现有技术的方式设定第一方形谐振器201、第二方形谐振器202之间的距离为d，其计算公式如下：
β·d＝π
其中：β为介质材料的导波数，λg为导波波长，c为自由空间中的光速，f0为中心频率，εeff为介质材料的有效介电常数；
在此，第二方形谐振器202与第三方形谐振器203之间的间距计算设计与此同理。
第二步，根据阻带抑制深度和通带内的插入损耗之间的关系，选取填充因子a/d大小为0.5，确定方形谐振器的尺寸a大小。
在此，填充因子a/d对频率传输特性也有影响，其中，d的大小已根据阻带中心频率得以确定，因此填充因子主要受到谐振单元中的尺寸a控制。如图5所示，随着a增大，中心频率减小，带宽范围增大，但通带内的衰减也随之变大，综合阻带抑制特性和通带传输性能考虑，选取a/d大小为0.5。
第三步，在第一方形谐振器201、第二方形谐振器202、第三方形谐振器203上依次加载第一开路枝节线301、第二开路枝节线302和第三开路枝节线303，从而引入1个传输零点，第一开路枝节线301、第二开路枝节线302和第三开路枝节线303的尺寸大小为对应传输零点频率的四分之一波长。
第四步，在第一方形谐振器201与第二方形谐振器202之间的50欧姆传输线上连接第一马刺线谐振器102，第二方形谐振器202与第三方形谐振器203之间的50欧姆传输线上连接第二马刺线谐振器103，第一马刺线谐振器102和第二马刺线谐振器103的尺寸大小为对应传输零点频率的四分之一波长。
第五步，在第一马刺线谐振器102和第二马刺线谐振器103正下方的地平面上分别对应刻蚀出第一互补开口环谐振器401和第二互补开口环谐振器402。
第一互补开口环谐振器401和第二互补开口环谐振器402的尺寸m、b3由互补开口环谐振器的谐振频率fc确定，其计算表达式如下：
其中，c为自由空间中的光速，ε0是真空中的介电常数，m为互补开口环谐振器中方形贴片尺寸的边长，b3为互补开口环谐振器中槽线的宽度，εeff和hs分别是介质材料的有效介电常数和基底厚度。
如图4所示，其提供了根据本发明提供的电磁带隙结构中不同谐振器阶数的S参数比较图，根据光子晶体理论，当谐振器之间的间距满足布拉格反射条件时，产生阻带。阻带的带宽和抑制深度随谐振器数目发生变化，随着谐振单元数目增多，阻带内的噪声抑制度增大，通带边缘处的频率选择性也变好。
如图5所示，其提供了根据本发明提供的电磁带隙结构中不同谐振器尺寸大小的S参数比较图。由图5可知，随着谐振器尺寸增大，方形贴片的电容增大，频率响应中的阻带中心频率减小，带宽范围增大。另外，通带内的波纹系数也会随之变化较大，这会对信号传输产生衰减。
如图6所示，其提供了根据本发明提供的电磁带隙结构中根据不同渐变函数分布的S参数比较图，由图可知，当电磁带隙结构的谐振单元呈均匀分布时，阻带内的噪声抑制深度和频率带宽都较好，但通带内的波纹系数较差。如果采用渐变函数来分布电磁带隙结构会明显地改善通带内波纹。
如图3a和图7所示，其提供了根据本发明提供的电磁带隙结构加载互补开口环谐振器中贴片尺寸b1不同的S参数比较图。由图7可知，随着互补开口环谐振器尺寸b1增大，方形谐振器的电容增大，频率响应中的第一个传输零点频率减小，带宽范围增大，频率选择性也得到改善。
如图3a和图8所示，显示了根据本发明提供的电磁带隙结构加载互补开口环谐振器中缝隙尺寸b3不同的S参数比较图，由图8可知，随着互补开口环谐振器尺寸b3增大，频率响应中的第一个传输零点频率减小，抑制深度加大。
如图9所示，显示了根据本发明提供的电磁带隙结构加载互补开口环谐振器与不加互补开口环谐振器的S参数比较图。由图9可知，在电磁带隙结构加载CSRR(互补开口环)谐振器，阻带带宽加大由67.99％增加到112.91％，频率选择性由12.59dB/GHz增加到45.95dB/GHz，与传统基于电磁带隙结构设计的微波滤波器相比，具有尺寸小、相对带宽大、矩形系数高等优点。
如图10所示，显示了根据本发明提供的基于电磁带隙和互补开口环谐振器结构而设计的微波滤波器的仿真与测试结果比较图。由图10可知，仿真与测试结果基本吻合，通带内的插入损耗S21小于0.7dB，回波损耗S11大于17dB,通带边缘的矩形系数为45.95dB/GHz，阻带抑制相对带宽为112.91％，抑制深度为40dB。
本发明提供的基于电磁带隙和互补开口环谐振器结构的微波滤波器设计方法，可设计小型化、高性能微波滤波器。与传统设计方法相比，在平面电磁带隙结构中加载开路枝节线、马刺线谐振器，可以引入2个传输零点来增加阻带宽度，在地平面加载开口环谐振器，可以改善抑制深度并在通带边缘额外引入1个传输零点来改善矩形系数，而采用渐变形周期分布可以减小通带内的波纹，增大回波损耗。
以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明的范围内。本发明要求的保护范围由所附的权利要求书及其等同物界定。
Claims (9)
1.一种基于电磁带隙和互补开口环谐振器结构的微波滤波器，包括微波介质基板，微波介质基板一侧设有周期性分布在50欧姆传输线上的方形谐振单元，其特征在于：
所述的微波介质基板另一侧设有周期性分布在地平面上的互补开口环谐振器单元，所述的方形谐振单元包括第一方形谐振器(201)、第二方形谐振器(202)、第三方形谐振器(203)，第一方形谐振器(201)上加载有第一开路枝节线(301)，第二方形谐振器(202)上加载有第二开路枝节线(302)，第三方形谐振器(203)上加载有第三开路枝节线(303)，第一方形谐振器(201)与第二方形谐振器(202)之间的50欧姆传输线上加载有第一马刺线谐振器(102)，第二方形谐振器(202)与第三方形谐振器(203)之间的50欧姆传输线上加载有第二马刺线谐振器(103)。
2.根据权利要求1所述的基于电磁带隙和互补开口环谐振器结构的微波滤波器，其特征在于：所述的互补开口环谐振器单元包括刻蚀在地平面上的第一互补开口环谐振器(401)和第二互补开口环谐振器(402)，第一互补开口环谐振器(401)位于第一方形谐振器(201)与第二方形谐振器(202)之间的50欧姆传输线背面的地平面上，第二互补开口环谐振器(402)位于第二方形谐振器(202)与第三方形谐振器(203)之间的50欧姆传输线背面的地平面上。
3.根据权利要求1所述的基于电磁带隙和互补开口环谐振器结构的微波滤波器，其特征在于：所述第一方形谐振器(201)、第二方形谐振器(202)和第三方形谐振器(203)结构尺寸、分布均符合切比雪夫函数。
4.根据权利要求1所述的基于电磁带隙和互补开口环谐振器结构的微波滤波器，其特征在于：所述的第一开路枝节线(301)、第二开路枝节线(302)和第三开路枝节线(303)均在其阻带内生成同一个传输零点，第一开路枝节线(301)、第二开路枝节线(302)和第三开路枝节线(303)的长度为其传输零点对应频率的四分之一。
5.根据权利要求1所述的基于电磁带隙和互补开口环谐振器结构的微波滤波器，其特征在于：所述的第一马刺线谐振器(102)和第二马刺线谐振器(103)均在其阻带内生成同一个传输零点，第一马刺线谐振器(102)和第二马刺线谐振器(103)的长度为其传输零点对应频率的四分之一。
6.根据权利要求2所述的基于电磁带隙和互补开口环谐振器结构的微波滤波器，其特征在于：所述的第一互补开口环谐振器(401)和第二互补开口环谐振器(402)均在其通带边缘生成同一个传输零点。
7.根据权利要求1所述的基于电磁带隙和互补开口环谐振器结构的微波滤波器，其特征在于：所述的微波介质基板为FR4，微波介质基板的介电常数为4.3、损耗角正切为0.02、厚度为0.8mm。
8.根据权利要求3所述的基于电磁带隙和互补开口环谐振器结构的微波滤波器，其特征在于：所述第一方形谐振器(201)、第二方形谐振器(202)和第三方形谐振器(203)三者尺寸变化依序呈小、大、小的变化形式。
9.根据权利要求1所述的基于电磁带隙和互补开口环谐振器结构的微波滤波器的设计方法，其特征在于，包括以下步骤：
91)在50欧姆传输线上周期性分布第一方形谐振器(201)、第二方形谐振器(202)、第三方形谐振器(203)，第一方形谐振器(201)、第二方形谐振器(202)、第三方形谐振器(203)之间的间距满足布拉格反射条件；
设第一方形谐振器(201)、第二方形谐振器(202)之间的距离为d，其计算公式如下：
β·d＝π
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</mrow>
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<mo>,</mo>
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其中：β为介质材料的导波数，λg为导波波长，c为自由空间中的光速，f0为中心频率，εeff为介质材料的有效介电常数；
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<mi>e</mi>
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<mi>f</mi>
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</msub>
</msqrt>
</mrow>
</mfrac>
<mo>;</mo>
</mrow>
92)根据阻带抑制深度和通带内的插入损耗之间的关系，选取填充因子a/d大小为0.5，确定方形谐振器的尺寸a大小；
93)在第一方形谐振器(201)、第二方形谐振器(202)、第三方形谐振器(203)上依次加载第一开路枝节线(301)、第二开路枝节线(302)和第三开路枝节线(303)，从而引入1个传输零点，第一开路枝节线(301)、第二开路枝节线(302)和第三开路枝节线(303)的尺寸大小为对应传输零点频率的四分之一波长；
94)在第一方形谐振器(201)与第二方形谐振器(202)之间的50欧姆传输线上连接第一马刺线谐振器(102)，第二方形谐振器(202)与第三方形谐振器(203)之间的50欧姆传输线上连接第二马刺线谐振器(103)，第一马刺线谐振器(102)和第二马刺线谐振器(103)的尺寸大小为对应传输零点频率的四分之一波长；
95)在第一马刺线谐振器(102)和第二马刺线谐振器(103)正下方的地平面上分别对应刻蚀出第一互补开口环谐振器(401)和第二互补开口环谐振器(402)，第一互补开口环谐振器(401)和第二互补开口环谐振器(402)的尺寸m、b3由互补开口环谐振器的谐振频率fc确定，其计算表达式如下：
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其中，c为自由空间中的光速，ε0是真空中的介电常数，m为互补开口环谐振器中方形贴片尺寸的边长，b3为互补开口环谐振器中槽线的宽度，εeff和hs分别是介质材料的有效介电常数和基底厚度。
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|---|---|---|---|
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