CN107910626A - 基于尖锐弯折矩形波导的多频带小型化定向耦合器 - Google Patents

Abstract

本发明提出一种基于尖锐弯折矩形波导的多频带小型化定向耦合器，用于解决现有波导型定向耦合器存在的体积与耦合频点数目正相关的技术问题。包括带有E面切角的两个第一波导和两个第二波导、带有复合C形缝隙的一个第一超传输金属隔膜和两个第二超传输金属隔膜，所述两个第一波导的切角面相互对接，并在对接面处加载有第一超传输金属隔膜，两个第二波导的切角面和两个第一波导面积大的H面上靠近切角的一端设置的信号通道口对接并在对接面处加载有第二超传输金属隔膜，最终形成关于第一波导切角面镜像对称的整体结构。本发明在具有方向性和隔离度的同时使体积与耦合频点数目不相关，在多耦合频带时实现定向耦合器的小型化，可应用于微波测量电路。

Description

基于尖锐弯折矩形波导的多频带小型化定向耦合器

技术领域

本发明属于微波技术领域，涉及一种小型化波导型定向耦合器，具体涉及一种基于尖锐弯折矩形波导的多频带小型化定向耦合器，可应用于微波测量电路。

技术背景

耦合器是一种用于分配微波信号的多端口器件，其具有不同功能的微波分支器件广泛应用于各种微波电路中。其中定向耦合器是一种将某个频段的微波信号按照一定的功率比例提取出来用于微波测量、定向分流传输等功能的耦合器。定向耦合器根据其应用电路形式的不同可分为波导型、微带型、同轴线型定向耦合器，但对于方向性以及隔离度的要求是一致的，即方向性和隔离度越高越好，隔离端无输出功率，其中波导型定向耦合器具有功率容量大、稳定性好的优点，广泛应用于大功率微波网络。

相位迭加原理是定向耦合器设计的传统方法，它实现定向耦合功能的核心部分是在波导壁上沿着微波传输路径分布的若干个耦合点，并且相邻耦合点之间的距离是耦合中心频点1/4波长的奇数倍，进而达到让两个或多个电磁信号矢量迭加，在耦合端实现同相相加，而在隔离端相互抵消，实现高方向性和高隔离度的目的。当定向耦合器有多个耦合频点时，则通过改变耦合孔的形状和增加耦合孔的数量拓宽单个耦合频点的带宽来实现对多频点的定向耦合，进而实现波导型定向耦合器的小型化设计。但同时，耦合器的核心部分体积依然受到耦合中心频点1/4波长的最小限制。

而在新型高集成化微波网络中，相当一部分的微波网络只是工作在几个离散的频段，如多频段雷达，此时定向耦合器便需要多个耦合孔以不同的间距相互分布来形成多个耦合频点，进而实现对多个耦合频点信号的定向耦合传输，但这种设计会导致耦合器的体积随着耦合频点数目的增多而增大，因而一般采用宽频的方法来解决多频需求。例如，授权公告号为CN 102780060B，名称为“尺寸不同的多孔矩形波导定向耦合器”的发明专利，公开了一种宽频带强耦合定向耦合器，通过改变耦合孔的形状并让3个以上的耦合孔交错分布在波导的左右侧壁上来拓宽单个耦合频点的带宽，在一定程度上缩小了耦合器的体积，但依然受到相位迭加原理对最小体积的限制。

发明内容

本发明的目的在于克服上述现有技术存在的缺陷,提出了一种基于尖锐弯折矩形波导的多频带小型化定向耦合器，利用带有复合C形缝隙的超传输金属隔膜在尖锐弯折矩形波导中具有多频带选择性的特点，通过在4个带有E面切角的波导所构成的交接网络中加载3个具有特定频率选择性的超传输金属隔膜，对耦合频率信号和非耦合频率信号形成不同的传输路径，更直接的实现方向性以及隔离度。同时，通过更换带有不同复合C形缝隙的超传输金属隔膜，在保证耦合器的外形结构无太大变化的同时可以实现对耦合频点数量的变更，使定向耦合器的体积与耦合频点数量不相关，最终在多耦合频带时实现小型化。

为实现上述目的，本发明采取的技术方案为：

一种基于尖锐弯折矩形波导的多频带小型化定向耦合器，包括两个长度为l₁且一端带有E面切角θ₁的第一矩形波导1和两个长度为l₂且一端带有E面切角θ₂的第二矩形波导2，该两个矩形波导1，2的腔体横截面宽边长度均为a，窄边长度均为b，所述第一矩形波导1面积大的H面上靠近切角的一端设置有信号通道口，两个第一矩形波导1的切角面相互对接，形成关于对接面镜像对称的E面尖锐弯折主波导结构，两个第二矩形波导2的切角面分别与两个第一矩形波导1H面上的信号通道口对接，形成关于两个第一矩形波导1对接面镜像对称的副波导结构，在两个第一矩形波导1的对接面处加载有第一超传输金属隔膜3，该隔膜的中心位置设置有第一复合开口缝隙31，在第二矩形波导2与第一矩形波导1的对接面处加载有第二超传输金属隔膜4，该隔膜的中心位置设置有第二复合开口缝隙41或单频缝隙42，且第一超传输金属隔膜3比第二超传输金属隔膜4上的缝隙数量多一个。

上述基于尖锐弯折矩形波导的多频带小型化定向耦合器，所述第二矩形波导2，其切角面的形状为矩形。

上述基于尖锐弯折矩形波导的多频带小型化定向耦合器，所述第一矩形波导1，其切角面的形状为矩形，且H面上设置的信号通道口形状为与第二矩形波导2切角面上的腔体截面大小一致的矩形。

上述基于尖锐弯折矩形波导的多频带小型化定向耦合器，所述第一复合开口缝隙31，采用由多个开口方向一致且中心谐振频点不同的单频C形缝隙嵌套的复合缝隙，且其开口方向倾斜于主波导结构弯折角内侧。

上述基于尖锐弯折矩形波导的多频带小型化定向耦合器，所述单频缝隙42，采用C形缝隙，且其开口方向垂直于第二矩形波导2的E面。

上述基于尖锐弯折矩形波导的多频带小型化定向耦合器，所述第二复合开口缝隙41，采用由多个开口方向一致且中心谐振频点不同的单频C形缝隙嵌套的复合缝隙，且其开口方向垂直于第二矩形波导2的E面。

本发明与现有技术相比，具有以下优点：

1、本发明通过改变第一超传输金属隔膜和第二超传输金属隔膜上C形缝隙的数量和尺寸的设计，可以实现对单频或者多频信号的定向耦合传输，同时耦合器的外形结构无需发生变化，解决了传统定向耦合器体积与耦合频点数量正相关的技术问题，在多耦合频带时实现小型化。

2、本发明利用带有复合C形缝隙的超传输金属隔膜在尖锐弯折矩形波导中具有多频带选择性的特点，通过在4个带有E面切角的波导所构成的交接网络中加载3个具有特定频率选择性的超传输金属隔膜，对耦合频率信号和非耦合频率信号形成不同的传输路径，实现方向性和隔离度的方式更为直接。

3、本发明通过改变第一矩形波导的E面切角和第二矩形波导的E面切角，使得主波导结构的弯折角和第一矩形波导与第二矩形波导之间的夹角可以根据微波网络中微波信号传输方向的实际情况进行相应调整，具有设计灵活性。

附图说明

图1是本发明实现多频带定向耦合时的整体结构示意图；

图2是本发明第一矩形波导的结构示意图；

图3是本发明第二矩形波导的结构示意图；

图4是本发明实施例1中第一超传输金属隔膜的结构示意图；

图5是本发明实施例1中第二超传输金属隔膜的结构示意图；

图6是本发明实现单频带定向耦合时的整体结构示意图；

图7是本发明实施例2中第一超传输金属隔膜的结构示意图；

图8是本发明实施例2中第二超传输金属隔膜的结构示意图；

图9是本发明实施例1的S参数曲线仿真图；

图10是本发明实施例2的S参数曲线仿真图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、解决的技术问题以及技术方案更加清晰，以下结合附图和具体实施例，对本发明作进一步详细描述。

实施例1

参照图1，本发明包括两个结构相同且带有一个E面切角和一个外接端口的第一矩形波导1和两个结构相同且带有一个E面切角和一个外接端口的第二矩形波导2，以及一个第一超传输金属隔膜3和两个第二超传输金属隔膜4。

所述第一矩形波导1，其结构如图2所示，采用腔体横截面的宽边长度为a＝22.86mm、窄边长度为b＝10.16mm，以及工作频率范围为8.2GHz-12.4GHz的标准WR90波导，波导壁厚度为c＝3mm，波导长度为l₁＝70mm；该第一矩形波导1的切角面垂直于E面，形状为矩形，与H面形成的锐角为E面切角θ₁＝29.5°，为使主波导与副波导的内部腔能够联通，在第一矩形波导1面积大的H面上靠近切角的一端设置有信号通道口，为使主波导与副波导的内部腔之间能够紧密的连接以保证第二超传输金属隔膜4最大程度的发挥其频率选择能力，该信号通道口形状为矩形，且大小与第二矩形波导2切角面上的腔体截面大小一致，即宽边长度为a＝22.86mm，窄边长度为b′＝(b+c)/sinθ₂＝28.03mm，其中θ₂为第二矩形波导2的E面切角；同时，由于信号通道口设置在H面上靠近切角的一端，使得该信号通道口的一条宽边与第一矩形波导1切角面上的腔体截面的一条宽边重合，导致第一矩形波导1的信号通道口与切角面上的腔体截面连通，最终形成如图2中所示的一端带有一个锲口的第一矩形波导1结构。

所述第二矩形波导2，其结构如图3所示，采用腔体横截面的宽边长度为a＝22.86mm、窄边长度为b＝10.16mm，以及工作频率范围为8.2GHz-12.4GHz的标准WR90波导，波导壁厚度为c＝3mm，波导长度为l₂＝70mm；该第二矩形波导2的切角面与E面垂直，形状为矩形，与H面形成的锐角为E面切角θ₂＝28°。为使第二矩形波导2的切角在定向耦合器的组合过程没有越过所述镜像面的部分，以确保定向耦合器能够顺利组装，对第二矩形波导2的切角尖端进行切割，该切面垂直于波导E面以及所在第二矩形波导2的切角面，且第二矩形波导2内部腔体的切角尖端在该切面上，最终第二矩形波导2切角面的窄边长度b″＝(b+c)/sinθ₂＝28.03mm，宽边长度为a+2c＝28.86mm。

所述第一超传输金属隔膜3，其结构如图4所示，采用大小与第一矩形波导1的切角面一致的矩形结构，即窄边长度L₁＝(b+c)/sinθ₁＝26.72mm，宽边长度L₂＝a+2c＝28.86mm，图中由虚线和实线围成的矩形区域是该第一超传输金属隔膜3与第一矩形波导1腔体相接的部分，其窄边长度b₃＝b/sinθ₁＝20.63mm、宽边长度为a＝22.86mm；所述第一复合C形缝隙31由4个单频C形缝隙嵌套而成，这4个单频C形缝隙之间的距离为0.5mm，缝隙宽度w₁＝0.5mm，当这4个单频C形缝隙由外到内排序时，第一个C形缝隙的长半边a₁₁＝5mm、宽边b₁₁＝4.521mm，第二个C形缝隙的长半边a₁₂＝4mm、宽边b₁₂＝4.55mm，第三个C形缝隙的长半边a₁₃＝3mm、宽边b₁₃＝4.96mm，第四个C形缝隙的长半边a₁₄＝2mm、宽边b₁₄＝5.391mm，其中第四个C形缝隙长边的中点与该第一超传输金属隔膜3上由虚线和实线围成的矩形区域的中心点重合，该第一复合C形缝隙31的开口朝向与所述第一超传输金属隔膜3窄边的平行线之间的夹角为θ₀＝50°。

所述第二超传输金属隔膜4，其结构如图5所示，采用大小与第二矩形波导2的切角面大小一致的矩形结构，即窄边长度L₃＝(b+c)/sinθ₂＝28.03mm、宽边长度L₄＝a+2c＝28.86mm，图中由虚线和实线围成的矩形区域是该第二超传输金属隔膜4与第二矩形波导2腔体相接的部分，其窄边长度b″′＝b/sinθ₂＝21.64mm、宽边长度为a＝22.86mm；所述第二复合C形缝隙41，由3个单频C形缝隙嵌套而成，这3个单频C形缝隙之间的距离为0.5mm，缝隙宽度w₂＝0.5mm，当这3个单频C形缝隙由外到内排序时，第一个C形缝隙的长半边a₂₁＝5mm、宽边b₂₁＝3.952mm，第二个C形缝隙的长半边a₂₂＝4mm、宽边b₂₂＝4.067mm，第三个C形缝隙的长半边a₂₃＝3mm、宽边b₂₃＝4.4405mm，其中第三个C形缝隙长边的中点与该第二超传输金属隔膜4上由虚线和实线围成的矩形区域的中心重合，该第二复合C形缝隙41的开口朝向与所述第二超传输金属隔膜4的窄边垂直。

所述两个第一矩形波导1的切角面利用法兰结构相互对接，形成关于对接面镜像对称的E面尖锐弯折主波导结构，在两个第一矩形波导1的对接面处加载有上述第一超传输金属隔膜3，其表面设置的第一复合C形缝隙31的开口朝向倾向于主波导弯折角内侧，用于在主波导中产生3个带阻频点，且带阻频点与本实施例的3个耦合频点一一对应，其中通过改变上述第一复合C形缝隙31开口朝向与上述第一超传输金属隔膜3窄边的平行线之间的夹角θ₀的值，可以调节第一超传输金属隔膜3在主波导内的带阻频点和带阻宽度，当第一矩形波导1的E面切角θ₁、第二矩形波导2的E面切角θ₂、第一超传输金属隔膜3产生的带阻频点的大小和数量不同时，θ₀的最佳值均不同；所述两个第一矩形波导1H面上的信号通道口与所述两个第二矩形波导2的切角面利用法兰结构分别对接，形成关于两个第一矩形波导1对接面镜像对称的副波导结构，所述第二矩形波导2与所对接的第一矩形波导1之间所形成的夹角为θ₃＝28°，其中为使在第一矩形波导1和第二矩形波导2的拼接过程中第二矩形波导2的外接端口不会越过所述镜像面，应满足条件θ₁+θ₃≤180°，其中θ₁为第一矩形波导1的E面切角，在第二矩形波导2与第一矩形波导1的对接面处加载有上述第二超传输金属隔膜4，该复合C形缝隙的开口朝向垂直于波导E面，用于在主副波导之间产生3个带通频点，且带通频点与本实施例的3个耦合频点一一对应，最终对耦合频率信号和非耦合频率信号形成不同的传输路径。

在本实施例中，所述定向耦合器在外形上是关于两个第一矩形波导1对接面镜像对称的“仌”字形结构，其中内部的“人”为主波导结构，外部的“人”为副波导结构，当四个外接端口中位于镜像面一侧的第一矩形波导1外接端口和第二矩形波导2外接端口依次作为输入端和耦合端时，镜像面另一侧的第一矩形波导1外接端口和第二矩形波导2外接端口则依次作为输出端和隔离端。

实施例2，除第一超传输金属隔膜3和第二超传输金属隔膜4外，本实施例与实施例1的基本结构相同，形成实现单频带定向耦合传输功能的定向耦合器，其结构如图6所示。

所述第一超传输金属隔膜3，其结构如图7所示，采用大小与第一矩形波导1的切角面一致的矩形结构，即窄边长度L₁＝(b+c)/sinθ₁＝26.72mm，宽边长度L₂＝a+2c＝28.86mm，图中由虚线和实线围成的矩形区域是该第一超传输金属隔膜3与第一矩形波导1腔体相接的部分，其窄边长度b₃＝b/sinθ₁＝20.63mm、宽边长度为a＝22.86mm；所述第一复合C形缝隙31，由两个单频C形缝隙嵌套而成，这两个单频C形缝隙之间的距离为0.5mm，缝隙宽度w₁＝0.5mm，当这两个单频C形缝隙由外到内排序时，第一个C形缝隙的长半边a₁₁＝4mm、宽边b₁₁＝4.475mm，第二个C形缝隙的长半边a₁₂＝3mm、宽边b₁₂＝5mm，第二个C形缝隙的长内边与该第一超传输金属隔膜3上由虚线和实线围成的矩形区域的中心之间的距离d＝2.5mm，该第一复合C形缝隙31的开口朝向平行于所述第一超传输金属隔膜3的窄边。

所述第二超传输金属隔膜4，其结构如图8所示，采用大小与第二矩形波导2的切角面一致的矩形结构，即窄边长度L₃＝(b+c)/sinθ₂＝28.03mm，宽边长度L₄＝a+2c＝28.86mm，图中由虚线和实线围成的矩形区域是该第二超传输金属隔膜4与第二矩形波导2腔体相接的部分，其窄边长度b″′＝b/sinθ₂＝21.64mm、宽边长度a＝22.86mm；所述第二超传输金属隔膜4上设置的单频C形缝隙42，其长边与宽边长度相等，为a₂＝5.404mm，缝隙宽度w₂＝0.5mm，单频C形缝隙42的中心与该第二超传输金属隔膜4上由虚线和实线围成的矩形区域的中心重合，该单频C形缝隙42的开口朝向与所述第二超传输金属隔膜4的窄边垂直。

当上述第一超传输金属隔膜3和第二超传输金属隔膜4被更换加载至定向耦合器中时，第一复合C形缝隙31的开口朝向倾向于主波导弯折角内侧，单频C形缝隙42的开口方向垂直于波导E面。

以下结合仿真实验结果，对本发明的技术效果作进一步详细描述。

1、仿真条件及内容：

采用商业仿真软件CST Microwave Studio2016对实施例1和实施例2中定向耦合器中输入端的自反射系数S11、输出端与输入端之间的传输系数S21、耦合端与输入端之间的传输系数S31、隔离端与输入端之间的传输系数S41，进行频域仿真计算，其结果如图9和图10所示。

2、仿真结果分析：

参照图9，实施例1的3个离散的耦合频点依次锁定在9GHz、10GHz和11GHz附近，且在这3个频点处的方向系数均在25dB以上，表明该实施例在耦合频点处具有方向性和隔离度。

参照图10，实施例2的耦合频点锁定在10GHz附近，且在该频点处的方向系数在40dB以上，表明该实施例在耦合频点处具有方向性和隔离度。

以上仿真结果说明，本发明可以通过更换带有不同复合C形缝隙的超传输金属隔膜来完成对耦合频点数目的调整，并保持整体体积的不变性，在多耦合频带时实现了定向耦合器的小型化。

以上所述的仅是本发明的少数实施例，但并不仅仅受上述实施例的限制，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明创新构思的前提下所做出的若干变形和改进，均属于本发明的保护范围。

Claims (6)

1.一种基于尖锐弯折矩形波导的多频带小型化定向耦合器，其特征在于：包括两个长度为l₁且一端带有E面切角θ₁的第一矩形波导(1)和两个长度为l₂且一端带有E面切角θ₂的第二矩形波导(2)，该两个矩形波导(1，2)的腔体横截面宽边长度均为a，窄边长度均为b，所述第一矩形波导(1)面积大的H面上靠近切角的一端设置有信号通道口，两个第一矩形波导(1)的切角面相互对接，形成关于对接面镜像对称的E面尖锐弯折主波导结构，两个第二矩形波导(2)的切角面分别与两个第一矩形波导(1)H面上的信号通道口对接，形成关于两个第一矩形波导(1)对接面镜像对称的副波导结构，在两个第一矩形波导(1)的对接面处加载有第一超传输金属隔膜(3)，该隔膜的中心位置设置有第一复合开口缝隙(31)，在第二矩形波导(2)与第一矩形波导(1)的对接面处加载有第二超传输金属隔膜(4)，该隔膜的中心位置设置有第二复合开口缝隙(41)或单频缝隙(42)，且第一超传输金属隔膜(3)比第二超传输金属隔膜(4)上的缝隙数量多一个。

2.根据权利要求1所述的基于尖锐弯折矩形波导的多频带小型化定向耦合器，其特征在于：所述第二矩形波导(2)，其切角面的形状为矩形。

3.根据权利要求1所述的基于尖锐弯折矩形波导的多频带小型化定向耦合器，其特征在于：所述第一矩形波导(1)，其切角面的形状为矩形，且H面上设置的信号通道口形状为与第二矩形波导(2)切角面上的腔体截面大小一致的矩形。

4.根据权利要求1所述的基于尖锐弯折矩形波导的多频带小型化定向耦合器，其特征在于：所述第一复合开口缝隙(31)，采用由多个开口方向一致且中心谐振频点不同的单频C形缝隙嵌套的复合缝隙，且其开口方向倾斜于主波导结构弯折角内侧。

5.根据权利要求1所述的基于尖锐弯折矩形波导的多频带小型化定向耦合器，其特征在于：所述单频缝隙(42)，采用C形缝隙，且其开口方向垂直于第二矩形波导(2)的E面。

6.根据权利要求1所述的基于尖锐弯折矩形波导的多频带小型化定向耦合器，其特征在于：所述第二复合开口缝隙(41)，采用由多个开口方向一致且中心谐振频点不同的单频C形缝隙嵌套的复合缝隙，且其开口方向垂直于第二矩形波导(2)的E面。