CN107872072A - L型并网逆变器电流控制系统及其有源高频阻尼方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种L型并网逆变器电流控制系统及其有源高频阻尼方法，包括前向通道和反馈通道，前向通道包括依次相连的比例控制器、时间延迟单元、控制对象，比例控制器输出端与控制对象输出端之间为预测单元CP，比例控制器的输入端与输出端之间为高频阻尼单元，电感电流参考值iL‑ref与反馈通道的反馈量的差值为Δie，差值Δie减去高频阻尼单元输出值得到的误差值作为前向通道的输入，经过比例控制器输出后，分两路分别经过控制对象和预测单元CP，控制对象和预测单元CP分别输出后得到输出值相加，即得到预测电流本发明提高了电流环增益范围，抑制了由较大比例参数值所引起的高频振荡稳定问题。
Description
技术领域
本发明属于并网电流波形控制技术领域，具体涉及一种L型并网逆变器电流控制系统，本发明还涉及该系统的有源高频阻尼方法。
背景技术
随着传统化石能源的严重消耗以及储量的日益减少，为满足能源需求，新能源得到了广泛开发与利用，并网技术也得到快速发展。现代发电系统几乎都需要并联到电力电网系统中，而并网对电能质量有很高的要求，这就需要对发电系统输出的电流控制以达到并网的要求，因此对并网逆变系统控制策略的研究非常有必要。
目前，并网逆变器控制策略繁多，但是不管电流源还是电压源变换器，通常都是通过控制电感电流来实现控制，并且电流内环控制增益总是决定着多环控制系统的允许带宽。在并网逆变系统中，L或者LCL滤波器通常被用来降低开关噪声，并且逆变器侧的输出电感电流通常被选作内环直接控制对象。这个电流环的状态反馈系数或者环路增益决定系统的稳定收敛速度。但是，在数字控制系统中增加电流控制裕度面临很大的挑战，尤其在小开关频率、小电感值的高功率设备中尤为明显。
由于数字控制器存在采样延迟和传递延迟，将会影响并网逆变器电流环的控制带宽。为解决该问题，可以使用较小的比例P控制器来实现系统运行的稳定裕度，使用谐振R控制器增加固定频段控制增益来解决在这些频段的谐波问题。但是，P控制器的参数大小的选择是有限制的，参数值越大，就会引入高频谐波问题，甚至导致系统不稳定。参数值越小，会影响稳定裕度，使稳态误差变大，出现低频谐波问题，而且增加控制增益和改善系统稳定裕度之间存在矛盾。
发明内容
本发明的目的是提供一种L型并网逆变器电流控制系统，解决了现有数字控制器对于电流控制增益存在限制的问题。
本发明还提供了一种L型并网逆变器电流控制的有源高频阻尼方法。
本发明所采用的技术方案是，L型并网逆变器电流控制系统，包括前向通道和反馈通道，前向通道包括依次相连的比例控制器、时间延迟单元、控制对象，比例控制器输出端与控制对象输出端之间为预测单元CP，比例控制器的输入端与输出端之间为高频阻尼单元，电感电流参考值iL-ref与反馈通道的反馈量的差值为Δie，差值Δie减去高频阻尼单元输出值得到的误差值作为前向通道的输入，经过比例控制器输出后，分两路分别经过控制对象和预测单元CP，控制对象和预测单元CP分别输出后得到的输出值相加为预测电流
本发明的特点还在于，
比例控制器的输出经过时间延迟单元进行1.5拍的延迟后输出，延迟后的输出值与扰动量Δv的误差值经控制对象输出得到控制对象的输出。
本发明另一种技术方案是，L型并网逆变器电流控制的有源高频阻尼方法，具体按照以下步骤进行：
步骤1，以电感电流iL为输出的电流控制结构
控制对象的传递函数为反馈通道的输入量为控制对象的输出量电感电流iL，电感电流iL经时间延迟单元进行一拍延迟后的输出值与电流预测单元CP的输出值相加得到预测电流作为反馈量，电感电流参考值iL-ref与预测电流的差值Δie作为前向通道的输入经过比例控制器，比例控制器的输出经过时间延迟单元进行0.5拍延迟后输出，得到的输出值与扰动量Δv的差值经过控制对象输出，得到电感电流iL；
步骤2，将步骤1的电流控制系统等效为以预测电流为输出的控制系统
将电流预测单元CP以及反馈通道上的一拍时间延迟单元变换到前向通道，此时前向通道包括依次设置的比例控制器、1.5拍时间延迟单元、控制对象和预测单元，预测单元处于比例控制器输出端与控制对象输出端之间，从而步骤1的以电感电流iL为输出的电流控制结构简化为一个以预测电流为输出的单位负反馈系统，其前向通道的输入量为电感电流参考值iL-ref与反馈量的差值Δie，Δie经过比例控制器，其输出分别通过电流预测单元CP和控制对象，再将两者的输出进行相加，得到新的被控量输出预测电流
步骤3，在步骤2得到的以预测电流为输出的控制系统中引入高频阻尼单元
将步骤2的比例控制器的输出经过高频阻尼单元进行负反馈，高频阻尼单元与比例控制器形成新的控制环节，电感电流参考值iL-ref与输出预测电流的差值Δie作为前向通道的输入，差值Δie经过高频阻尼单元后减去高频阻尼单元输出值得到的误差值经过比例控制器，比例控制器的输出分别经过控制对象和电流预测单元CP，两者的输出值进行相加得到新的被控量输出，即预测电流值
本发明另一种方案的特点还在于，
步骤3中电流预测单元CP的表达式为：
其中，Ts为采样周期，L为滤波电感。
步骤3中比例控制器输出分别通过电流预测单元CP和高频阻尼单元输出反馈，电流预测单元CP传递函数表达式为：
其中，Kin为比例控制器增益，δ为阻尼系数，Ts为采样周期，L为滤波电感。
步骤3中高频阻尼单元反馈表达式为：
其中，δ为阻尼系数，Ts为采样周期。
步骤3中新的控制环节，其电感电流参考值iL-ref与预测电流值的差值Δie作为新的控制环节的输入，新的控制环节的输入与比例控制器输出经过高频阻尼单元输出后的得到误差值，得到误差值再经过比例控制器输出，得到的比例控制器输出为新的控制环节的输出值，新的控制环节的输出值为U(n)，新的控制环节的输入与其输出成线性关系；用电感电流参考值iL-ref与预测电流值的差值Δie经过新的控制环节对步骤3的控制系统进行控制，新的控制环节表达式为：
其中，Kin为比例控制器增益，δ为阻尼系数，U(n)为加入高频阻尼后新的控制环节的输出值，U(n-1)为新的控制环节的输出值的前一拍的值，Δie为电感电流参考值iL-ref与预测电流值的差值。
本发明的有益效果：
扩大了电流控制增益的允许范围，通过简单改变比例控制器结构即可实现；
系统带宽和比例P参数在不影响系统稳定性的情况下得到改善，也减小了系统动态和静态误差，高质量的电流波形仅需通过比例控制器就可得到，电流预测单元CP和高频阻尼单元在数字控制系统中很容易实现，这也使得这种方法很易于应用在其他工程应用领域；
解决了数字控制器对于电流控制增益的限制，并且也提出了一种基于MPC方法补偿采样延迟的电流预测单元CP来减小延迟单元的影响，MPC控制本身就是一种基于模型的闭环优化控制策略，可以补偿时间延迟。
附图说明
图1是本发明L型并网逆变器电流控制的有源高频阻尼方法的带L型滤波器的并网逆变电路结构图；
图2是本发明L型并网逆变器电流控制的有源高频阻尼方法的并网逆变器系统电流控制环结构分析图；
图3是本发明L型并网逆变器电流控制的有源高频阻尼方法的电流控制系统结构简化框图；
图4是本发明L型并网逆变器电流控制系统的结构框图；
图5是本发明L型并网逆变器电流控制的有源高频阻尼方法的加入电流预测单元后控制系统框图；
图6是本发明L型并网逆变器电流控制的有源高频阻尼方法的加入预测单元后控制系统的等效框图；
图7是本发明L型并网逆变器电流控制的有源高频阻尼方法的加入高频阻尼单元后控制系统的框图；
图8是本发明L型并网逆变器电流控制的有源高频阻尼方法的加入高频阻尼单元后控制系统的等效框图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。
本发明L型并网逆变器电流控制系统及其有源高频阻尼方法，在现有并网电流比例控制器基础上，引入了一种基于模型预测的闭环优化控制策略，即从补偿时间延迟的模型预测控制MPC方法中得到补偿采样延迟的电流预测单元CP，通过预测下一控制周期采样值来补偿数字控制器中的电流采样延迟，使得系统稳定裕度和增益范围增大。
本发明L型并网逆变器电流控制系统，如图4所示，包括前向通道和反馈通道，前向通道包括依次相连的比例控制器、时间延迟单元、控制对象，比例控制器输出端与控制对象输出端之间为预测单元CP，比例控制器的输入端与输出端之间为高频阻尼单元，电感电流参考值iL-ref与反馈通道的反馈量的差值为Δie，差值Δie减去高频阻尼单元输出值得到的误差值作为前向通道的输入，经过比例控制器输出后，分两路分别经过控制对象和预测单元CP，控制对象和预测单元CP分别输出后得到的输出值相加为预测电流
比例控制器的输出经过时间延迟单元进行1.5拍的延迟后输出，延迟后的输出值与扰动量Δv的误差值经控制对象输出得到控制对象的输出。
本发明L型并网逆变器电流控制的有源高频阻尼方法，具体按照以下步骤进行：
步骤1，以电感电流iL为输出的电流控制结构
控制对象的传递函数为反馈通道的输入量为控制对象的输出量电感电流iL，电感电流iL经时间延迟单元进行一拍延迟后的输出值与电流预测单元CP的输出值相加得到预测电流作为反馈量，电感电流参考值iL-ref与预测电流的差值Δie作为前向通道的输入经过比例控制器，比例控制器的输出经过时间延迟单元进行0.5拍延迟后输出，得到的输出值与扰动量Δv的差值经过控制对象输出，得到电感电流iL；
步骤2，将步骤1的电流控制系统等效为以预测电流为输出的控制系统
将电流预测单元CP以及反馈通道上的一拍时间延迟单元变换到前向通道，此时前向通道包括依次设置的比例控制器、1.5拍时间延迟单元、控制对象和预测单元，预测单元处于比例控制器输出端与控制对象输出端之间，从而步骤1的以电感电流iL为输出的电流控制结构简化为一个以预测电流为输出的单位负反馈系统，其前向通道的输入量为电感电流参考值iL-ref与反馈量的差值Δie，Δie经过比例控制器，其输出分别通过电流预测单元CP和控制对象，再将两者的输出进行相加，得到新的被控量输出预测电流
步骤3，在步骤2得到的以预测电流为输出的控制系统中引入高频阻尼单元
将步骤2的比例控制器的输出经过高频阻尼单元进行负反馈，高频阻尼单元与比例控制器形成新的控制环节，电感电流参考值iL-ref与输出预测电流的差值Δie作为前向通道的输入，差值Δie经过高频阻尼单元后减去高频阻尼单元输出值得到的误差值经过比例控制器，比例控制器的输出分别经过控制对象和电流预测单元CP，两者的输出值进行相加得到新的被控量输出，即预测电流值
步骤3中电流预测单元CP的表达式为：
其中，Ts为采样周期，L为滤波电感。
步骤3中比例控制器输出分别通过电流预测单元CP和高频阻尼单元输出反馈，电流预测单元CP传递函数表达式为：
其中，Kin为比例控制器增益，δ为阻尼系数，Ts为采样周期，L为滤波电感。
步骤3中高频阻尼单元反馈表达式为：
其中，δ为阻尼系数，Ts为采样周期。
步骤3中新的控制环节，其电感电流参考值iL-ref与预测电流值的差值Δie作为新的控制环节的输入，新的控制环节的输入与比例控制器输出经过高频阻尼单元输出后的得到误差值，得到误差值再经过比例控制器输出，得到的比例控制器输出为新的控制环节的输出值，新的控制环节的输出值为U(n)，新的控制环节的输入与其输出成线性关系；用电感电流参考值iL-ref与预测电流值的差值Δie经过新的控制环节对步骤3的控制系统进行控制，新的控制环节表达式为：
其中，Kin为比例控制器增益，δ为阻尼系数，U(n)为加入高频阻尼后新的控制环节的输出值，U(n-1)为新的控制环节的输出值的前一拍的值，Δie为电感电流参考值iL-ref与预测电流值的差值。
图5、图7和图8中，控制环节1---P控制和电流预测单元CP内环控制；控制环节2---含电流预测单元CP的电流控制环；控制环节3---含CP和高频阻尼单元VHD内环控制；控制环节4---含CP和VHD的电流控制环；控制环节5---含P控制与VHD模块，构成新的内环控制环节。
图2是并网逆变器系统电流控制环结构框图，将直流母线电压vdc和并网电压vg的波动所引起的干扰问题视为扰动Δv，将图2等效为图3所示。
在图3并网电流比例控制器的基础上，引入电流预测单元CP，如图5所示。电感电流参考值iL-ref与反馈量的差值Δie，经过比例控制器调节，使得系统输出的电感电流iL跟踪电感电流给定参考值iL-ref，比例控制器的输出再通过PWM模块来控制系统主电路开关管的动作。反馈量是由系统输出的电感电流iL和比例控制器输出经电流预测单元后的输出两部分组成。
从图5可知，电流预测单元CP的传递函数表达式为：
其中，Ts为采样周期，L为滤波电感。
如图1所示，分析电感两端的压降，得到又因为：vi＝Dλvdc其中vi是逆变侧电压输出，得到电感电流nTs时刻的电流值，表达式为：
其中，D是控制开关管的占空比，λ是母线电压利用率，vdc是直流母线电压，vg是并网电压,Ts为采样周期，L为滤波电感。
那么图5中控制环节1的传递函数Gcp(s)的表达式为：
其中，Kin为比例控制器增益，Ts为采样周期，L为滤波电感。
则控制环节2的传递函数Ginp(s)的表达式为：
其中,τin为时间常数，Ts为采样周期。
以预测后的电感电流作为系统电流控制环的输出，将图5等效成图6，可得电感电流经过预测环节后，得到nTs时刻的电流值，表达式为：
由式(5)可知：nTs时刻的电流值可以由(n-1)Ts时刻的电感电流输出值得到，易实现。
经过分析表明，加入电流预测单元后，在τin大于Ts时谐振峰值得到抑制，且电流环传递函数Ginp(s)的带宽扩大。
图8中，虚拟高频阻尼单元VHD的传递函数Gdp(s)表达式为：
其中，δ为阻尼系数，Ts为采样周期。
那么，控制环节3的传递函数Gcdp(s)的表达式：
其中，Kin为比例(P)控制器增益，δ为阻尼系数，Ts为采样周期，L为滤波电感。
则控制环节4的传递函数Gindp(s)的表达式为：
其中，τin为时间常数，δ为阻尼系数，Ts为采样周期，L为滤波电感。
为了更易实现本发明，将图7等效为图8，即在图6控制结构基础上引入虚拟高频阻尼单元后，如图8所示。虚拟高频阻尼单元VHD的传递函数Gdp(s)已知，即控制环节5的传递函数表达式为：
将采样延迟环节视为采样开关，则可以将公式(10)离散化，得：
将公式(11)定义为
其中，Δie(z)是控制环节5被离散化的输入信号，也是电感电流参考值iL-ref与反馈量的离散误差信号，Uz是控制环节5的输出信号。
将式(11)变形为：Uz(1+Kinδ)＝UzKinδz-1+Kin·Δie(z)
从而得到控制环节5的差分方程，表达式为：
加入虚拟高频阻尼单元VHD后，控制环节5的nTs时刻输出就是前一周期的输出与电感电流误差信号的线性组合，这种控制方法简单、易实现。
如图7所示，控制环节3就是将加入电流预测单元CP的比例控制器Gcp(s)作为前向通道，其输出经过虚拟高频阻尼单元VHDGdp(s)的负反馈，这种方法改善了电流控制增益范围，减小了系统动态和静态误差，解决了传统比例控制系统中存在的谐波问题和稳定性问题。
本发明提出比例控制器的输出通过电流预测单元CP补偿采样延迟来预测下一控制周期控制器的输出值，很好地补偿了数字控制器中的时间延迟，使系统稳定裕度增加，增益范围增大；比例控制器输出分别通过电流预测单元CP和高频阻尼环节单元反馈，增大了系统相位裕度和增益范围，改善了比例控制系统中存在的谐波问题和预测控制系统中的稳定性问题。
Claims (7)
1.L型并网逆变器电流控制系统，其特征在于，包括前向通道和反馈通道，所述前向通道包括依次相连的比例控制器、时间延迟单元、控制对象，所述比例控制器输出端与控制对象输出端之间为预测单元CP，所述比例控制器的输入端与输出端之间为高频阻尼单元，电感电流参考值iL-ref与反馈通道的反馈量的差值为Δie，差值Δie减去高频阻尼单元输出值得到的误差值作为前向通道的输入，经过比例控制器输出后，分两路分别经过控制对象和预测单元CP，控制对象和预测单元CP分别输出后得到的输出值相加为预测电流
2.根据权利要求1所述的L型并网逆变器电流控制系统，其特征在于，所述比例控制器的输出经过时间延迟单元进行1.5拍的延迟后输出，延迟后的输出值与扰动量Δv的误差值经控制对象输出得到控制对象的输出。
3.利用权利要求1-2任意一项所述的L型并网逆变器电流控制系统的有源高频阻尼方法，其特征在于，具体按照以下步骤进行：
步骤1，以电感电流iL为输出的电流控制结构
控制对象的传递函数为反馈通道的输入量为控制对象的输出量电感电流iL，电感电流iL经时间延迟单元进行一拍延迟后的输出值与电流预测单元CP的输出值相加得到预测电流作为反馈量，电感电流参考值iL-ref与预测电流的差值Δie作为前向通道的输入经过比例控制器，比例控制器的输出经过时间延迟单元进行0.5拍延迟后输出，得到的输出值与扰动量Δv的差值经过控制对象输出，得到电感电流iL；
步骤2，将步骤1的电流控制系统等效为以预测电流为输出的控制系统
将电流预测单元CP以及反馈通道上的一拍时间延迟单元变换到前向通道，此时前向通道包括依次设置的比例控制器、1.5拍时间延迟单元、控制对象和预测单元，预测单元处于比例控制器输出端与控制对象输出端之间，从而步骤1的以电感电流iL为输出的电流控制结构简化为一个以预测电流为输出的单位负反馈系统，其前向通道的输入量为电感电流参考值iL-ref与反馈量的差值Δie，Δie经过比例控制器，其输出分别通过电流预测单元CP和控制对象，再将两者的输出进行相加，得到新的被控量输出预测电流
步骤3，在步骤2得到的以预测电流为输出的控制系统中引入高频阻尼单元
将步骤2的比例控制器的输出经过高频阻尼单元进行负反馈，高频阻尼单元与比例控制器形成新的控制环节，电感电流参考值iL-ref与输出预测电流的差值Δie作为前向通道的输入，差值Δie经过高频阻尼单元后减去高频阻尼单元输出值得到的误差值经过比例控制器，比例控制器的输出分别经过控制对象和电流预测单元CP，两者的输出值进行相加得到新的被控量输出，即预测电流值
4.根据权利要求3所述的L型并网逆变器电流控制的有源高频阻尼方法，其特征在于，所述步骤3中电流预测单元CP的表达式为：
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其中，Ts为采样周期，L为滤波电感。
5.根据权利要求3所述的L型并网逆变器电流控制的有源高频阻尼方法，其特征在于，所述步骤3中比例控制器输出分别通过电流预测单元CP和高频阻尼单元输出反馈，电流预测单元CP传递函数表达式为：
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其中，Kin为比例控制器增益，δ为阻尼系数，Ts为采样周期，L为滤波电感。
6.根据权利要求3所述的L型并网逆变器电流控制的有源高频阻尼方法，其特征在于，所述步骤3中高频阻尼单元反馈表达式为：
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其中，δ为阻尼系数，Ts为采样周期。
7.根据权利要求3所述的L型并网逆变器电流控制的有源高频阻尼方法，其特征在于，所述步骤3中新的控制环节，其电感电流参考值iL-ref与预测电流值的差值Δie作为新的控制环节的输入，新的控制环节的输入与比例控制器输出经过高频阻尼单元输出后的得到误差值，得到误差值再经过比例控制器输出，得到的比例控制器输出为新的控制环节的输出值，新的控制环节的输出值为U(n)，新的控制环节的输入与其输出成线性关系；用电感电流参考值iL-ref与预测电流值的差值Δie经过新的控制环节对步骤3的控制系统进行控制，新的控制环节表达式为：
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其中，Kin为比例控制器增益，δ为阻尼系数，U(n)为加入高频阻尼后新的控制环节的输出值，U(n-1)为新的控制环节的输出值的前一拍的值，Δie为电感电流参考值iL-ref与预测电流值的差值。
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| CN201711297717.7A Active CN107872072B (zh) | 2017-12-08 | 2017-12-08 | L型并网逆变器电流控制系统及其有源高频阻尼方法 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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Citations (3)
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|---|---|---|---|---|
| CN102522879A (zh) * | 2011-11-18 | 2012-06-27 | 东南大学 | 一种lcl并网逆变器系统的有源阻尼方法及其电路 |
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-
2017
- 2017-12-08 CN CN201711297717.7A patent/CN107872072B/zh active Active
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102522879A (zh) * | 2011-11-18 | 2012-06-27 | 东南大学 | 一种lcl并网逆变器系统的有源阻尼方法及其电路 |
| CN105244919A (zh) * | 2015-08-07 | 2016-01-13 | 湖南大学 | 一种lcl型逆变器的鲁棒延时补偿并网控制方法 |
| CN107317495A (zh) * | 2017-06-09 | 2017-11-03 | 西安交通大学 | 一种基于电容电流反馈的有源阻尼控制方法 |
Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| CHUNSHUI DU 等: "Predictive current control of a current-source inverter with active damping method", 《2015 IEEE ENERGY CONVERSION CONGRESS AND EXPOSITION (ECCE)》 * |
| F. L. PAUKNER 等: "Dynamic behavior of the PV Grid-connected inverter based on L and LCL filter with active damping control", 《2015 IEEE 13TH BRAZILIAN POWER ELECTRONICS CONFERENCE AND 1ST SOUTHERN POWER ELECTRONICS CONFERENCE (COBEP/SPEC)》 * |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN108767873A (zh) * | 2018-05-23 | 2018-11-06 | 湖南大学 | 一种大型新能源电站的高可靠阻尼重塑方法 |
| CN108767873B (zh) * | 2018-05-23 | 2021-08-20 | 湖南大学 | 一种大型新能源电站的高可靠阻尼重塑方法 |
| CN109638875A (zh) * | 2018-11-05 | 2019-04-16 | 西安理工大学 | Lcl型并网逆变器电流控制系统及其有源高频阻尼方法 |
| CN109638875B (zh) * | 2018-11-05 | 2022-04-15 | 西安理工大学 | Lcl型并网逆变器电流控制系统及其有源高频阻尼方法 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN107872072B (zh) | 2020-10-27 |
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