CN107852193B - 接收由双态符号序列调制相位或频率的信号的方法和设备 - Google Patents

Abstract

本发明涉及允许无线通信系统(10)的接收器设备(31)接收由发射器设备(20)发射的有用信号的方法(50)，所述有用信号与由对应于二进制数据序列的双态符号序列调制相位或频率的信号对应，该方法包括：检测(51)有用信号的时间包络；将所检测到的时间包络与预设阈值(S1)相比较(52)；基于比较的结果检测(53)连续的有用信号符号之间的转变；以及根据所检测到的转变来从有用信号中提取(54)二进制数据序列。

Description

接收由双态符号序列调制相位或频率的信号的方法和设备

技术领域

本发明属于无线通信系统领域，并且更具体地涉及用于接收与由对应于二进制数据序列的双态符号序列进行相位调制或频率调制的信号对应的有用信号的方法。

背景技术

本发明的虽然完全无限制但特别有利的应用是用于接收BPSK(二进制相移键控)或DBPSK(差分BPSK)信号。

图1示意性地示出了用于从二进制数据序列生成BPSK信号的原理。

如图1的部分a)所示，在二进制数据序列中，每个二进制数据项或“位”可以取值0或1。在由图1的部分a)所示的示例中，二进制数据序列对应于“1 0 1 1 0 1 0”。

图1中的部分c)示出了被称为“载波”的基本正弦信号，以及图1中的部分d)示出了通过借助于由图1中的部分a)所示的二进制数据序列调制载波的相位而获得的BPSK信号。

如图1中的部分d)所示，当要发射的位等于1时，BPSK信号与载波相同。然而，当要发射的位等于0时，BPSK信号对应于相移180°(π)的载波，即其对应于乘以因子-1的载波。

因此，BPSK信号可以被视为载波和图1中的部分b)所示的双态符号序列的乘积：当要发射的位等于1时，第一状态等于1，而当要发射的位等于0时，第二状态等于-1。

为了接收BPSK信号，必须将接收到的BPSK信号乘以在频率和相位上与所述BPSK信号的载波同步的正弦信号。然后在提取二进制数据序列之前对该相乘的结果进行低通滤波。

在“物联网”(IoT)的背景下，每个日常对象都意图成为通信对象，并且为此目的配备有适于一般通过无线电链路将数据发射到接入网的终端。接入网包括收集由所述终端发射的数据的基站。

在这样的背景下，重要的是具有既成本低(因此复杂度低)又同时能耗低的解决方案。这意味着，例如，许多日常对象可以在不显著影响它们的生产成本的情况下进行通信，以及尤其在它们处于电池操作时不会过多地影响其自主性的情况下进行通信。在终端处，使用例如BPSK调制对于数据传输部分的实现提供了简单且便宜的解决方案。

正如对于任何无线通信系统一样，重要的是具有大的地理覆盖范围以便能够收集由最大数量的终端发射的数据。尽管用于IoT的无线通信系统比移动电话蜂窝无线通信系统提供更大的范围，但是在某些区域特别是位于地下或建筑物内的区域的覆盖仍然存在问题。

为了解决这些覆盖上的缺口，通过增加被称为“毫微微蜂窝”的基站对接入网进行致密化是合适的，其目的是覆盖在尺寸上受限制且由接入网的其他基站服务不佳的区域。

显然，这种致密化方法必须依靠特别低成本的解决方案，否则将导致部署(rollout)的收益性受损。在这样的背景下，需要生成在相位和频率上与BPSK信号的载波同步的正弦信号的传统BPSK解调器的使用被证明太复杂且太昂贵而难以实现。

在用于IoT的无线通信系统中，数据的交换主要是单向的，在此情况下通过终端与接入网之间的上行链路。这种操作模式对于多种应用例如燃气、水和电表的远程读取、建筑物或房屋的远程监测等而言是完全令人满意的。

在一些应用中，也能够在另一方向上即通过从接入网到终端的下行链路执行数据交换会是有利的，例如以重新配置终端和/或控制链接至所述终端的致动器。然而，在限制对终端的复杂度、成本和电气消耗的影响的同时必须提供使得先验排除使用传统BPSK解调器的这种能力。

从以下中已知DBPSK信号解调器：由Yi-Li Tsai等人编写的科学出版物“A 400MHzD-BPSK receiver with a reference-less dynamic phase-to-amplitude demodulationtechnique”。

在该科学出版物中，解调器包括作为输入端的PM/AM(相位调制/幅度调制)转换器，该转换器将相位调制信号PM(DBPSK信号)转换成幅度调制信号AM，其是以数控振荡器(DCO)的形式引入的。在对DBPSK信号执行了该PM/AM转换之后，可以实现传统的AM解调技术。

然而，这种用于DBPSK信号的解调器也被证明太复杂且太昂贵而难以在用于IoT的无线通信系统中实现。

发明内容

本发明的目的是通过提出以下解决方案来补救现有技术的解决方案的全部或部分缺陷，特别是上述那些缺陷，该解决方案以简单且成本低的方式提供了用于接收由双态符号序列进行相位调制或频率调制的信号，例如BPSK或DBPSK信号。

为此，并且根据第一方面，本发明涉及用于由无线通信系统的接收器设备接收由发射器设备发射的有用信号的方法，所述有用信号与由对应于二进制数据序列的双态符号序列进行相位调制或频率调制的信号对应，所述接收方法包括：

-检测有用信号的时域包络，

-将所检测到的时域包络与预定阈值相比较，

-检测有用信号的连续符号之间的转变：当所检测到的时域包络小于该阈值时，检测到各自状态不同的两个连续符号之间的转变，以及当所检测到的时域包络大于所述阈值时，检测到各自状态相同的两个连续符号之间的转变，

-根据所检测到的不同状态之间的转变以及根据所检测到的相同状态之间的转变来从有用信号中提取二进制数据序列。

因此，该接收方法依赖于有用信号的时域包络的检测。时域包络的检测在幅度调制信号接收的框架内是已知的，因为在此情况下时域包络基本上与所发射的符号序列成正比。

相位调制或频率调制信号原则上幅度恒定。然而，发明人已经观察到，由于在传输时通常对符号序列进行滤波以减少有用信号的频谱占用，所以所发射的有用信号在对应于不同状态的连续符号之间的转变期间呈现出幅度上的下降。

因此，在接收相位调制或频率调制信号的框架内，所检测到的时域包络有利地被用于检测不同状态之间的转变(这引起相应的两个连续符号之间的所检测到的时域包络的幅度上的下降)和相同状态之间的转变(这引起对应的两个连续符号之间的所检测到的时域包络的幅度上的没有下降)。在差分调制例如DBPSK调制的情况下，可以使用所检测到的不同状态之间的转变以及所检测到的相同状态之间的转变来直接恢复所发射的二进制数据序列。对于所使用的调制不是差分的情况，例如在BPSK调制的情况下，只要至少一个二进制数据项的状态是已知的，就可以间接恢复二进制数据序列。只要所发射的二进制数据序列包括接收器设备先验已知的二进制数据模式，尤其可以获取此信息。

与上述科学出版物相比，注意到直接对有用信号即对相位调制或频率调制信号而不是对在PM/AM转换器的输出端处获得的信号检测时域包络。因此，作为本发明的主题的接收方法与上述科学出版物相比呈现出不需要PM/AM转换器例如数控振荡器的优点。

在特定形式的实现中，该接收方法可以另外地包括以独立的方式或以所有技术上可能的组合的方式获得的以下特征中的一个或更多个。

在特定形式的实现中，所述序列中的所述符号以符号周期被发射，所述接收方法包括确定由符号周期分隔开的判定时刻，并且有用信号的连续符号之间的转变根据所述判定时刻来检测。

在特定形式的实现中，判定时刻根据检测到不同状态之间的转变的至少一个时刻来确定。

在特定形式的实现中，判定时刻对应于所检测到的时域包络大于所述阈值的时刻，以及：

-当所检测到的时域包络在两个连续判定时刻之间变得小于所述阈值时，检测到不同状态之间的转变，

-当所检测到的时域包络在两个连续判定时刻之间保持大于所述阈值时，检测到相同状态之间的转变。

在特定形式的实现中，有用信号是超窄带信号。

在特定形式的实现中，有用信号是BPSK或DBPSK信号。

在特定形式的实现中，有用信号是GFSK(高斯频移键控)或DGFSK(差分GFSK)信号。

在特定形式的实现中，在接收器设备中还实现被实现为检测有用信号的时域包络以及将所检测到的时域包络与阈值相比较的装置，以接收幅度调制信号。

根据第二方面，本发明涉及包括程序代码指令集的计算机程序产品，该程序代码指令集当被处理器执行时将所述处理器配置成实现根据本发明的实现形式中的任一实现形式所述的接收方法。

根据第三方面，本发明涉及无线通信系统的接收器设备，该接收器设备包括被配置成实现根据本发明的实现形式中的任一实现形式所述的接收方法的装置。

根据第四方面，本发明涉及由无线通信系统的发射器设备将有用信号发射至接收器设备的方法，所述有用信号与由对应于二进制数据序列的双态符号序列进行开关幅度调制的参考信号对应，所述序列中的所述符号以符号周期被发射。另外，由于接收器设备被配置成检测幅度上的具有小于符号周期的持续时间的下降，所以第一符号状态在符号周期上由第一值来编码，以及第二符号状态在除了被称为“取消间隔”的时间间隔的符号周期上由第一值来编码，“取消间隔”具有比符号周期短的持续时间并且在该“取消间隔”上第二符号状态由不同于第一值的第二值来编码，第一值和第二值分别与参考信号的开调制和关调制相关联。

在特定形式的实现中，传输方法可以另外地包括以单独的方式或以所有技术上可能的组合的方式获得的以下特征中的一个或更多个。

在特定形式的实现中，符号周期为持续时间Te，取消间隔的持续时间等于或小于Te/2，或者等于或小于Te/4。

在特定形式的实现中，取消间隔在符号周期的开始或结束处以第二符号状态放置。

在特定形式的实现中，取消间隔被在其上所述第二状态由第一值来编码的两个时间间隔以第二符号状态包围。

根据第五方面，本发明涉及包括程序代码指令集的计算机程序产品，该程序代码指令集当被处理器执行时将所述处理器配置成实现根据本发明的实现形式中的任一实现形式所述的接收方法。

根据第六方面，本发明涉及无线通信系统的发射器设备，该发射器设备包括被配置成实现根据本发明的实现形式中的任一实现形式所述的传输方法的装置。

附图说明

阅读以非限制性示例的方式给出的以下描述并参照附图，将会更好地理解本发明，附图示出了：

-图1：已经描述，示出了BPSK调制的原理的时域图，

-图2：无线通信系统的示意性表示，

-图3：示出了用于接收有用信号的方法的主要步骤的图，

-图4：对于有用信号是BPSK信号的情况示出了图3的接收方法的操作原理的时域图，

-图5：示出了用于传输有用信号的方法的主要步骤的图，

-图6：对于有用信号是OOK信号的情况示出了图3的接收方法的操作原理的时域图。

在这些附图中，不同附图之间的相同的附图标记表示相同或相似的元件。为了清楚起见，除非另有说明，所示出的元件并非按比例绘制。

具体实施方式

图2示意性地示出了包括几个终端20和接入网30的无线通信系统10，接入网30包括几个基站31。

接入网30的基站31与终端20以无线电信号的形式交换有用信号。“无线电信号”被理解为表示通过无线装置传播的电磁波，其频率处于无线电波的传统频谱(几赫兹至几百千兆赫兹)中。

无线通信系统10例如是超窄带。“超窄带”(UNB)被理解为表示由终端20发射到接入网30的有用信号的瞬时频谱具有小于1千赫兹的频率宽度。这种UNB无线通信系统特别适于M2M(机器对机器)或IoT应用。然而，没有理由排除根据其他示例的终端20发射的有用信号不是超窄带信号的可能性。

终端20适于通过上行链路向接入网30发射有用信号。每个基站31适于从位于其范围内的终端20接收有用信号。由此接收到的每个有用信号例如由接入网30的基站31和/或服务器32处理。

此外，无线通信系统10可以是双向的。如果需要，接入网30适于经由基站31通过下行链路将有用信号发射至适于接收它们的终端20。由基站31发射的有用信号例如是超窄带信号。然而，没有理由排除根据其他示例的基站31发射的有用信号不是超窄带信号并且与终端20的有用信号的频谱宽度无关的可能性。

本发明尤其涉及用于接收与由对应于二进制数据序列的双态符号序列进行相位调制或频率调制的信号对应的有用信号的方法50。

在下文中，说明书以非限制性的方式涉及通过上行链路发射有用信号使得有用信号的发射器设备为终端20的情况。实现接收方法50的接收器设备是接入网30的设备项目或设备项目的组合。在下文中，说明书以非限制性的方式涉及接收方法50的各个步骤全部由一个基站31实现的情况。然而，没有理由排除根据其他示例的接收方法50的各个步骤由服务器32(必要时其从基站31接收有用信号)或者由基站31和所述服务器32共同实现的可能性。

每个基站31包括例如处理模块(附图中未示出)，该处理模块包括例如一个或更多个处理器和以被执行以实现接收方法50的各个步骤的程序代码指令集的形式存储有计算机程序产品的存储装置(磁性硬盘、电子存储器、光盘等)。在变型中，每个处理模块包含适于实现接收方法50的所述步骤中的所有或一些步骤的一个或更多个可编程逻辑电路(FPGA、PLD等)和/或一个或更多个专用集成电路(ASIC)和/或一组分立电子部件等。

每个基站31还包括被认为是本领域技术人员已知的无线通信装置，使得所述基站能够以无线电信号的形式接收由终端20发射的有用信号。

换句话说，接入网30的每个基站31包括以软件形式(特定计算机程序产品)和/或以硬件形式(FPGA、PLD、ASIC、分立电子部件等)配置实现用于接收有用信号的方法50的各个步骤的装置。

图3示意性地示出了用于接收与相位调制或频率调制信号对应的有用信号的方法50的主要步骤，主要步骤为：

-51检测有用信号的时域包络，

-52将所检测到的时域包络与预定阈值相比较，

-53根据比较的结果来检测有用信号的连续符号之间的转变，

-54根据所检测到的连续符号之间的转变来从有用信号中提取二进制数据序列。

因此，接收方法50依赖于有用信号的时域包络的检测。有用信号的时域包络的这种检测可以以不太复杂也不非常昂贵的方式例如借助于二极管或者甚至借助于超再生检测器等来实现。

要注意，对有用信号直接执行时域包络检测，即没有如现有技术中的情况那样事先执行所述有用信号的相位或频率转变到幅度变化的转换。接收方法50仍然可以包括其他步骤，特别是在时域包络检测(滤波、放大、频率转变等)之前，其主要旨在改进所述有用信号的信噪比和/或使其达到中频，但是不执行有用信号的相位或频率转变到幅度变化的任何转换。

优选地，有用信号的时域包络检测例如直接在基站31(接收器设备)的低噪声放大器(LNA)的输出端处执行。

直接对有用信号进行的这种时域包络检测在检测相位调制或频率调制信号的背景下非常不寻常，在相位调制或频率调制信号基本上是恒定的幅度的程度内。然而，由于通常在传输时对符号序列进行滤波以减少有用信号的频谱占用，所以在对应于不同状态的连续符号之间的转变期间，所述有用信号通常呈现出幅度上的下降。

因此，通过将所检测到的时域包络与预定阈值S1相比较，可以检测对应于不同状态的连续符号之间的转变。即使在此情况下，这种比较也可以以不是非常复杂也不非常昂贵的方式例如借助于基于运算放大器的比较器电路等来执行。

实际上，当所检测到的时域包络小于阈值S1时，则检测到各自状态不同的两个连续符号之间的转变。

另一方面，在对应于相同状态的两个连续符号之间的转变期间，所检测到的时域包络没有下降，使得在这样的转变期间，所检测到的时域包络基本上大于所述阈值S1。

为了改进检测，还可以考虑其他方面，例如时域方面。具体地，有用信号中包括的序列中的符号以预定符号周期Te(对于终端20先验已知和/或由其估计)被周期性地发射，使得每个符号的持续时间等于所述符号周期Te。因此，在不同状态之间的转变期间，所检测到的时域包络在短于符号周期Te的持续时间内基本上小于阈值S1。然而，在相同状态之间的转变期间，所检测到的时域包络在长于所述符号周期Te的持续时间内基本上会大于所述阈值S1。因此，在特定形式的实现中，只有当所检测到的时域包络在短于所述符号周期Te的持续时间内和/或在短于符号周期Te的预定最小持续时间内—被选择以便限制错误检测的概率—小于所述阈值S1时，才可以认为检测到不同状态之间的转变。此外，只有当所检测到的时域包络在长于所述符号周期Te的持续时间内大于所述阈值S1时，才可以认为检测到相同状态之间的转变。

接下来，可以根据所检测到的不同状态之间的转变和根据所检测到的相同状态之间的转变以及可能根据附加信息从有用信号中提取二进制数据序列。

图4示意性地示出了针对有用信号是BPSK信号的情况接收方法50的操作原理。

图4中的部分a)示出了由终端20发射的二进制数据序列，其对应于“1 0 1 1 0 10”。

图4中的部分b)示出了与在部分a)中示出的二进制数据序列相关联的双态符号序列。在部分b)所示的示例中，在符号周期Te上，两种状态分别对应于值1和-1，使得所发射的符号序列对应于“1-1 1 1 -1 1 -1”。

图4中的部分c)示出了在整形滤波(在此情况下为低通滤波器)之后获得的符号序列。如图4中的部分c)所示，借助于整形滤波，从值1至值-1或从值-1至值1的不同状态之间的转变被平滑。因此，滤波后获得的符号序列的值在从值1至值-1的转变期间逐渐减小，以及在从值-1至值1的转变期间逐渐增加，在这两种情况下都经过零。

图4中的部分d)示出了通过将载波乘以滤波之后获得的符号序列而获得的BPSK信号。由于整形滤波，BPSK信号的幅度在对应于不同状态的符号之间的每个转变处趋于零。

图4中的部分e)示出了在步骤51结束时检测到的时域包络。由于整形滤波，所检测到的时域包络在对应于不同状态的符号之间的每个转变处趋于零。然而，在对应于相同状态的符号之间的转变(例如，从值1至值1或从值-1至值-1)的情况下，所检测到的时域包络不包括任何下降并且保持基本上等于BPSK信号在符号中间处的幅度。

因此，可以理解，通过选择合适的阈值S1，优选地接近零，可以检测不同状态之间的转变和相同状态之间的转变。图4中的部分f)示出了在所检测到的时域包络相对于阈值S1的阈值化之后获得的信号。

在图4的部分f)所示的示例中，阈值化之后获得的信号取两个值，例如分别为0和1，以及阈值化之后获得的所述信号为：

-当所检测到的时域包络小于阈值S1时，等于0，

-当所检测到的时域包络大于阈值S1时，等于1。

为了检测不同状态之间的转变和相同状态之间的转变，例如可以考虑由符号周期Te分隔开的判定时刻。图4中的部分g)示出了这种判定时刻T1至T7。

在图4的部分g)所示的示例中，判定时刻T1至T7被放置成使得所检测到的时域包络在每个判定时刻大于阈值S1，即在阈值化之后获得的信号等于1。例如，每个判定时刻被放置成使得基本上位于符号的中间。对于这种判定时刻：

-当所检测到的时域包络在两个连续的判定时刻之间变得小于所述阈值S1时，检测到不同状态之间的转变，

-当所检测到的时域包络在两个连续的判定时刻之间保持大于所述阈值S1时，检测到相同状态之间的转变。

在图4所示的示例中：

-因此在时刻T1和T2、T2和T3、T4和T5、T5和T6、T6和T7之间检测到不同状态之间的转变，

-因此在时刻T3和T4之间检测到相同状态之间的转变。

要注意，没有理由排除根据其他示例的放置判定时刻的其他方式的可能性。特别是，假定目标是检测符号之间的转变的类型，判定时刻可以基本上放置在符号之间的转变处。在此情况下，在给定的判定时刻处，阈值化之后获得的信号的值直接给出了转变的类型：

-如果阈值化之后获得的信号等于0，则表示不同状态之间的转变，

-如果阈值化之后获得的信号等于1，则表示相同状态之间的转变。

如前所述，判定时刻T1至T7由符号周期Te分隔开。如果符号周期Te对于基站31而言先验已知，以及如果此外由终端20以足够高的精度生成，则所述符号周期Te可以由所述基站31独立于有用信号来生成。另一方面，如果所述符号周期Te对于基站31是先验未知的，以及/或者如果由终端20和/或基站31生成符号周期的精度被认为是不够高的，则基站31可以根据有用信号来估计所述符号周期Te。基站31对符号周期Te的这种估计对应于基站31的符号时钟与终端20的符号时钟的时间同步。

在优选形式的实现中，根据检测到不同状态之间的转变的时刻中的全部或一些时刻来确定判定时刻T1至T7。检测到不同状态之间的转变的时刻对应于一个符号的结束和下一个符号的开始。因此，对于由基站31使用的由Te’表示的符号周期与由终端20使用的符号周期Te稍微不同的情况，可以使用检测到不同状态之间的转变的每个时刻将所述基站31的符号时钟与终端20的符号时钟对准。因此，可以避免在符号序列的持续时间上具有太显著的漂移。另外或者作为替代，检测到不同状态之间的转变的两个时刻在时间上被等于k·Te的持续时间ΔT间隔开，其中，k对于基站31而言先验未知的正整数，可以根据持续时间ΔT来估计由终端20使用的符号周期Te。例如可以通过寻找使Te’与ΔT/m之间的差异最小的正整数m来估计数量k，由终端20使用的符号周期Te的估计由ΔT/k给出。

如图4中的部分h)所示，当单独考虑时并且在BPSK信号的情况下，所检测到的不同状态之间的转变和所检测到的相同状态之间的转变不能用于直接提取二进制数据序列“10 1 1 0 1 0”。在没有附加信息的情况下，仅可以确定该序列是二进制数据序列“1 0 1 10 1 0”或二进制数据序列“0 1 0 0 1 0 1”。换句话说，在没有附加信息的情况下，存在两种可能的二进制数据序列。然而，特别是一旦二进制数据序列包括对于基站31而言先验已知的被称为“导频模式”的预定二进制数据模式，就可以消除这种模糊性。在此情况下，例如在两个可能的二进制数据序列的每一个中寻找导频模式的存在就足够了，并且所述两个二进制数据序列中的包括所述导频模式的一个二进制数据序列对应于由终端20发射的二进制数据序列。要注意，可以实现其他方法以消除这种模糊性，并且对一个特定的方法的选择仅是本发明的一个变型实现。

然而，对于有用信号是差分编码信号例如DBPSK信号的情况，可以使用所检测到的不同状态之间的转变和所检测到的相同状态之间的转变来直接提取二进制数据序列。在DBPSK信号的情况下，要发射的二进制数据以不同状态之间的转变的形式和以相同状态之间的转变的形式被编码在符号序列中。例如：

-等于0的位以不同状态之间的转变的形式即以180°(π)的相位跃变的形式被编码，

-等于1的位以相同状态之间的转变的形式即载波的相位不改变的形式被编码。

因此，可以理解，在DBPSK信号的情况下，所检测到的不同状态之间的转变和相同状态之间的转变可以用于直接恢复二进制数据序列。

要注意，在基站31中还可以实现被实现为在步骤51和步骤52期间检测有用信号的时域包络以及将所检测到的时域包络与阈值S1相比较的装置，以接收幅度调制信号。这样的装置通常用于接收幅度调制信号，特别是开关幅度调制信号(“开关键控”或OOK)。因此，在不增加其复杂度和成本的情况下，可以有利地配置基站31以接收幅度调制信号和相位调制或频率调制信号两者。

然而，接收方法50依赖于以下事实：由于脉冲整形滤波，相位调制或频率调制信号在对应于不同状态的连续符号之间的转变期间呈现出幅度上的下降。然而，幅度上的下降是短暂的，其持续时间比符号周期Te短，或者甚至比所述符号周期Te短得多。此外，接收方法50的步骤53在某些形式的实现中对应于检测：

-比符号周期Te短的持续时间的时间间隔，在该时间间隔内所检测到的时域包络小于阈值S1，被称为“低间隔”，

-比所述符号周期Te长的持续时间的时间间隔，在该时间间隔内所检测到的时域包络大于所述阈值S1，被称为“高间隔”。

在相位调制或频率调制信号的情况下，低间隔对应于不同状态之间的转变，而高间隔对应于相同状态之间的转变。

因此，为了实现或促进由同一基站31接收幅度调制信号，特别是OOK信号，可能需要修改符号的编码。

为此，本发明还涉及OOK信号传输方法60，其在由终端20通过上行链路进行传输的情况下来实现。

终端20包括例如处理模块(附图中未示出)，该处理模块包括例如一个或更多个处理器和以被执行以实现传输方法60的各个步骤的程序代码指令集的形式存储有计算机程序产品的存储装置(磁性硬盘、电子存储器、光盘等)。在一种变型中，每个处理模块包括适于实现传输方法60的所述步骤中的所有或一些步骤的一个或更多个可编程逻辑电路(FPGA、PLD等)和/或一个或更多个专用集成电路(ASIC)和/或一组分立电子部件等。

终端20还包括被认为本领域技术人员已知的无线通信装置，使得所述终端能够以无线电信号的形式发射OOK信号。

换句话说，终端20包括以软件形式(特定计算机程序产品)和/或以硬件形式(FPGA、PLD、ASIC、分立电子部件等)配置以实现用于有用信号的传输的方法60的各个步骤的装置。

图5示意性地示出了用于传输OOK类型的有用信号的方法60的主要步骤。

如图5所示，传输方法60首先包括用于根据二进制数据序列形成双态符号序列的步骤61。每个符号的两种可能的状态对应于：

-在整个符号周期Te上由第一值编码的第一状态，

-在除了被称为“取消间隔”的时间间隔之外的整个符号周期Te上由所述第一值编码的第二状态，“取消间隔”具有短于所述符号周期Te的持续时间，以及在该“取消间隔”内所述第二状态由不同于第一值的第二值来编码。

然后，传输方法60包括在整形滤波之后如果有必要用于通过由符号序列对参考信号进行开关幅度调制来形成有用信号的步骤62。参考信号例如为基本正弦信号，即载波。

在形成步骤62期间，第一值与参考信号的开调制相关联，即参考信号以OOK信号被发射。第二值与关调制相关联，即，参考信号则不以OOK信号被发射，那么所述OOK信号基本上为空。

由此获得的OOK信号然后由终端20发射到接入网30的一个或更多个基站31。

因此，由此发射的OOK信号仅在为比符号周期Te更短的持续时间的取消间隔期间基本上为零。因此可以理解，在包络检测(步骤51)和阈值化(步骤52)之后，这样的OOK信号给出了在有用信号被进行相位调制或频率调制的情况下的低间隔和高间隔。在存在第二状态的符号的情况下获得低间隔，以及在存在第一状态的符号的情况下获得高间隔。

优选地，取消间隔的持续时间等于或小于Te/2，或者等于或小于Te/4。所检测到的低间隔的持续时间随着取消间隔的持续时间而减小，以及基站31的符号时钟能够与终端20的符号时钟对准的精度随着所检测到的低间隔的持续时间减小而提高。

图6示出了这种OOK信号传输方法60的示例实现方式。

图6中的部分a)示出了由终端20发射的二进制数据序列或“位”，其对应于“1 0 01 0 0 0”。

图6中的部分b)示出了与部分a)中所示出的二进制数据序列相关联的双态符号序列。在图6所示的非限制性示例中，当要发射的位等于1时，发射第一状态的符号，而当要发射的位等于0时，发射第二状态的符号。

此外，通过在第二值与第一值之间交替来对第二状态进行编码，取消间隔被放置在符号周期Te的开始处。在该示例中，所述第一值等于1以及第二值等于0。因此，发射的符号序列对应于“1 1 0 1 0 1 1 1 0 1 0 1 0 1”。

要注意，取消间隔可以被放置在其他地方而不是放置在符号周期Te的开始处。在其他示例实现中，取消间隔被放置在符号周期Te的结束处。取消间隔也可以被由第一值编码的第二状态的时间间隔包围，例如放置在基本上符号周期Te的中间。

图6中的部分c)示出了从部分b)中所示出的符号序列获得的OOK信号。

图6中的部分d)示出了在步骤51期间从部分c)中所示出的OOK信号中检测到的时域包络。

图6中的部分e)示出了在步骤52的阈值化之后从部分d)中示出的所检测到的时域包络获得的信号。

图6中的部分f)示出了判定时刻T1至T7。在由图6的部分f)所示的示例中，判定时刻被放置成使得所检测到的时域包络在每个判定时刻大于阈值S1。例如，每个判定时刻被放置成使得基本上在符号的后半部分的中间处。对于这样的判定时刻：

-当所检测到的时域包络在两个连续的判定时刻之间变得小于所述阈值S1时，检测到存在对应于第二状态的符号的低间隔，

-当所检测到的时域包络在两个连续的判定时刻之间保持大于所述阈值S1时，检测到存在对应于第一状态的符号的高间隔。

因此，如特别是参照图4所描述的，接收方法50也可以被实现为用于接收如参照图6中的部分a)、部分b)和部分c)所描述的获得的OOK信号，不同之处在于：

-在两个连续的判定时刻之间小于阈值S1的所检测到的时域包络对应于第二状态的符号的存在而不对应于不同状态之间的转变，

-在两个连续的判定时刻之间保持大于阈值S1的所检测到的时域包络对应于第一状态的符号的存在而不对应于相同状态之间的转变。

通过这样检测第一状态的符号和第二状态的符号，可以理解，可以直接恢复所发射的二进制数据序列。因此，可以实现相同的接收方法50用于接收这样的OOK信号以及用于接收差分频率调制或相位调制信号例如DBPSK信号，因为在此情况下也可以使用所检测到的不同状态(低间隔)之间的转变和所检测到的相同状态(高间隔)之间的转变来直接恢复所发射的二进制数据序列。

更一般地，要注意，已经通过非限制性示例描述了上面考虑的实现形式和实施方式，并且因此可以设想其他变型。

值得注意，已经通过考虑发射器设备是终端20以及接收器设备是接入网30的设备项目或设备项目组合的情况描述了本发明。然而，没有理由排除根据其他示例的以下可能性：发射器设备可以是接入网30的设备项目或设备项目的组合，接收器设备则是终端20。

此外，已经通过主要考虑相位调制(在此情况下为BPSK和DBPSK)来描述本发明。然而，根据其他示例，一旦对应于不同状态的符号之间的转变引起有用信号幅度上的下降，就没有理由排除根据其他示例的其他相位调制和频率调制的可能性。值得注意，根据本发明，GFSK或DGFSK信号在对应于不同状态的符号之间的转变期间呈现出这种幅度上的下降，使得其可以被检测到。

以上描述清楚地说明，本发明通过其各种特征和它们的优点实现了它所设定的目标。具体地，接收方法50主要依赖于时域包络检测，其可以简单且低成本地执行。此外，接收方法50在特别是BPSK或DBPSK信号的情况下不需要生成在频率和相位上与所述BPSK或DBPSK信号的载波同步的正弦信号。

Claims (11)

1.一种用于由无线通信系统(10)的接收器设备(31)接收由发射器设备(20)发射的有用信号的方法(50)，所述有用信号与由对应于二进制数据序列的双态符号序列进行相位调制或频率调制的信号对应，其特征在于，所述方法包括：

-检测(51)所述有用信号的时域包络，

-将所检测到的时域包络与预定阈值相比较(52)，

-检测(53)所述有用信号的连续符号之间的转变：当所检测到的时域包络小于所述阈值时，检测到各自状态不同的两个连续符号之间的转变，以及当所检测到的时域包络大于所述阈值时，检测到各自状态相同的两个连续符号之间的转变，

-根据所检测到的不同状态之间的转变以及根据所检测到的相同状态之间的转变来从所述有用信号中提取(54)所述二进制数据序列。

2.根据权利要求1所述的方法(50)，其特征在于，所述序列中的所述符号以符号周期被发射，所述接收方法(50)包括确定由所述符号周期分隔开的判定时刻，并且所述有用信号的连续符号之间的转变根据所述判定时刻来检测(53)。

3.根据权利要求2所述的方法(50)，其中，所述判定时刻根据检测到不同状态之间的转变的至少一个时刻来确定。

4.根据权利要求2所述的方法(50)，其中，所述判定时刻对应于所检测到的时域包络大于所述阈值的时刻，并且其中：

-当所检测到的时域包络在两个连续判定时刻之间变得小于所述阈值时，检测到不同状态之间的转变，

-当所检测到的时域包络在两个连续判定时刻之间保持大于所述阈值时，检测到相同状态之间的转变。

5.根据权利要求1所述的方法(50)，其中，所述有用信号是超窄带信号。

6.根据权利要求1所述的方法(50)，其中，所述有用信号是BPSK或DBPSK信号。

7.根据权利要求1所述的方法(50)，其中，所述有用信号是GFSK或DGFSK信号。

8.根据权利要求1所述的方法(50)，其中，在所述接收器设备(31)中还实现被实现为检测(51)所述有用信号的时域包络以及将所检测到的时域包络与所述阈值相比较(52)的装置，以接收幅度调制信号。

9.根据权利要求1所述的方法(50)，其中，所述有用信号的时间包络检测(51)直接在所述接收器设备(31)的低噪声放大器的输出端处执行。

10.一种计算机程序产品，其特征在于，所述计算机程序产品包括程序代码指令集，所述程序代码指令集当被处理器执行时将所述处理器配置成实现根据权利要求1至9中的一项所述的方法(50)。

11.一种无线通信系统的接收器设备(31)，其特征在于，所述接收器设备(31)包括被配置成实现根据权利要求1至9中的一项所述的方法(50)的装置。

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