CN107733032A - 一种升压式无线充电接收电路 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种升压式无线充电接收电路，不采用传统的反馈方法，而是通过利用储能电感的输出电流不随占空比和充电时间变化的特性，在充电电池电压未达到所需电压的情况下，通过恒定充电电流充电，而在充电电池电压达到所需电压的情况下，通过恒定电压充电，提高充电控制和充电过程的稳定性，实现升压式无线充电。

Description

一种升压式无线充电接收电路
技术领域
本发明涉及无线充电领域，特别是涉及一种升压式无线充电接收电路。
背景技术
为了提升充电器的充电效率，充电器的电路多数基于DC-DC转换器。一般的有线充电器由于输入电压较高，可方便的采用降压式DC-DC的结构，把输入电压转换成锂电池所需要的电压，如4.2V。然而，对于无线充电而言，由于无线传输的效率和发射功率的限制，无线充电器接收到的电压通常较小，甚至小于4.2V，故降压式DC-DC的结构不能适用于无线充电器。要使无线充电器获得比较高的电压，必须采用升压式DC-DC的结构。
请参阅图1和图2，图1为现有升压式DC-DC充电器的电路结构图，图2为图1中的充电器控制时序图。对于充电器而言，需要有恒流模式和恒压模式——先以恒流模式把输出电压Vout充至VREF，然后再切换成恒压模式。其中，对于恒流模式，希望输出/充电电流恒定。由图1和图2可知，VDC为输入电压。S控制功率管MN和MP的通断，且S由Reset和Set信号组合控——Reset输入时，S为0；Set输入时，S为1。且S控制采用恒定频率的控制方式，也即，复位信号Reset以恒定的频率出现。充电电流为S＝0时(此时，功率管MN断开，功率管MP导通)流经功率管MP的电流Iout。充电电流Iout通过积分器产生电压VSENS，电压VSENS＝1/C1·∫Iout·dt，其中，C1为积分电容，积分时间为ΔTCHG。当VSENS超过参考电压VREF(VREF＝1/C1·Iav·ΔTSW，代表平均充电电流达到额定值，其中，Iav为平均电流)时，产生Set信号。
但是，上述采用恒定频率的反馈控制方式是不稳定的，如图3所示，图3是现有升压式DC-DC充电器充电时采用恒定频率的反馈控制方式存在的问题示意图。当IL存在一个小的扰动ΔI1时，这个扰动经反馈不会被抑制，反而会变得越来越大，如ΔI2。
另外，升压式无线充电的利用为现有充电控制方式带来了新的挑战。请参阅图4，图4为基于图1的DC-DC充电电路的升压式无线充电电路的电路结构图，由此可知，现有升压式无线充电电路与现有升压式DC-DC充电电路的区别仅在于：加入了谐振电路和整流器REC。其中，谐振电路可以是串联或并联的连接方式，整流器可以是全波整流器、半波整流器和电压倍增器等。整流器的输出经过电容CDC的稳压滤波后，作为后级升压式DC-DC的输入。但是，请参阅图5，图5是图4中的升压式无线充电电路的整流器的输出电压VDC随着占空比D和充电时间变化的仿真图。对于有线DC-DC升压充电电路，VDC是固定的输入电压，但对于无线升压式充电电路，VDC是随占空比D(D＝(ΔTSW-ΔTCHG)/ΔTSW)和充电时间变化的。这是由于作为无线充电整流器的负载，后级的升压式DC-DC整流器的阻抗也会随着占空比和充电时间变化。除去启动阶段，明显可以看出，占空比越小，充电时间越长，VDC越大。因此，传统基于DC-DC的充电控制方法并不适用于升压式无线充电电路。
发明内容
为解决上述现有技术的缺点和不足，本发明提供了一种升压式无线充电接收电路，不采用传统的反馈方法，而是通过利用储能电感的输出电流不随占空比和充电时间变化的特性，在充电电池电压未达到所需电压的情况下，通过恒定充电电流充电，而在充电电池电压达到所需电压的情况下，通过恒定电压充电，提高充电控制和充电过程的稳定性，实现升压式无线充电。
一种升压式无线充电接收电路，包括谐振电路、整流器、第一滤波电容、储能电感、N型MOS管、P型MOS管、第二滤波电容、加法器、第一比较器、第二比较器、第三比较器、第一采样电容、第一采样开关、第二采样开关、第二采样电容、第三采样电容、第三采样开关和控制开关；
所述谐振电路通过磁场耦合的方式接收由外部发射电路发射的能量，其输出端与所述整流器的输入端电连接；
所述整流器的输出端通过所述第一滤波电容接地，且整流器的输出端的输出信号经过第一滤波电容整流滤波后输出至所述储能电感；
所储能电感一端与所述整流器输出端电连接，另一端同时与所述N型MOS管的漏极和所述P型MOS管的漏极电连接；
所述N型MOS管的源极接地，栅极与所述P型MOS管的栅极电连接并接入一方波控制信号；
所述P型MOS管的源极通过所述第二滤波电容接地；
所述第二滤波电容的两端构成充电输出端，用于接入充电电池；
所述加法器的两输入端分别检测流经N型MOS管的漏极电流和P型MOS管的漏极电流，得到等比例缩小后的两镜像电流，且加法器对两镜像电流进行相加处理，产生相加电流，并通过其输出端输出；加法器的输出端通过第一采样电容接地；
所述第一采样开关与所述第一采样电容并联，且第一采样开关由一第一脉冲信号控制其通断，实现短路第一采样电容或接入第一采样电容；
所述第二采样开关两端分别与所述加法器的输出端和所述第三比较器的反相输入端电连接，且第二采样开关由一第二脉冲信号控制其通断；所述第二脉冲信号比第一脉冲信号延迟输入；
所述第二采样电容一端电连接于所述第三比较器的反相输入端，另一端接地；
所述第三比较器的同相输入端接入一固定电流源，输出端输出一第三脉冲信号，该第三脉冲信号控制所述第三采样开关的通断；
所述第三采样开关一端接入所述固定电流源，另一端接地；
所述第三采样电容与所述第三采样开关并联，且其与第三采样开关接入固定电流源的一端与所述第一比较器的同相输入端电连接；
所述第二比较器的同相输入端与所述P型MOS管的源极电连接，反相输入端接入一参考电压，输出端输出开关控制信号；
所述第一比较器的反相输入端通过一电容接地；所述第一比较器通过比较其反相输入端和同相输入端的输入电压，得到所需的所述方波控制信号，并通过其输出端输出所述方波控制信号，控制所述N型MOS管和P型MOS管的通断，实现在恒流模式中获取所需的恒定充电电流；
所述控制开关与所述电容并联，并由所述开关控制信号控制其通断，且所述控制开关中通过所述电容与第一比较器的反相输入端连接的一端接入一固定电平；当所述开关控制信号控制所述控制开关闭合时，第一比较器的反相输入端接地，电路处于恒压模式；当开关控制信号控制所述控制开关断开时，第一比较器的反相输入端接入所述固定电平，电路处于恒流模式。
相对于现有技术，本发明升压式无线充电接收电路通过利用储能电感的输出电流不随占空比和充电时间变化的特性，在充电电池电压未达到所需电压的情况下，通过恒定充电电流充电，而在充电电池电压达到所需电压的情况下，通过恒定电压充电，提高充电控制和充电过程的稳定性，实现升压式无线充电。
进一步，恒流模式时，所述加法器通过获取N型MOS管和P型MOS管的漏极电流等比例缩小后的镜像电流，并对两镜像电流相加处理，产生相加电流ISENS，电流ISENS通过周期为TSENS的所述第一脉冲信号对所述第一采样电容C0充电，产生一幅度为ISENS·TSENS/C0的锯齿波VSENS，其中，TSENS＝C0/I0，I0为所述固定电流源，I0＝Iout0/1000，Iout0为所需的恒定充电电流；所述第二脉冲信号通过控制所述第二采样开关通断，采样锯齿波VSENS最高点的电压幅度VE，并存储于所述第二采样电容C2上，VE＝ISENS·TSENS/C0＝(IL/1000)·(C0/I0)/C0＝IL/Iout0＝1/(1-D0)，其中IL为储能电感的流出电流；同时，通过所述固定电流源I0对所述第三采样电容C3充电，产生另一锯齿波VRAMP，其中，C3＝C0/n，n为整数；当所述锯齿波VRAMP达到VE时，通过第三比较器比较，产生所述第三脉冲信号，短暂导通第三采样开关，复位VRAMP，VRAMP的周期TRAMP＝VE·C3/I0＝ISENS·TSENS/C0·C3/I0＝IL/Iout0/n·TSENS＝1/(1-D0)/n·TSENS；通过所述第一比较器比较所述锯齿波VRAMP和所述固定电平V0，V0＝1V，产生占空比为D0的所述方波控制信号S，实现获取所需的恒定充电电流Iout0；
通过恒定充电电流Iout0对充电电池充电，充电电池电压随时间线性上升；当充电电池电压超过所述参考电压时，通过第二比较器比较当前充电电池电压和所述参考电压，产生的所述开关控制信号为高电平，控制所述控制开关闭合，第一比较器的反相输入端的电位从V0降至低电位，实现所述方波控制信号的占空比逐渐增大至100％，所述恒定充电电流为0，实现从恒流模式转换至恒压模式。
进一步，整数n的取值大于1。通过此处限定，能够减小第三采样电容，降低纹波。
进一步，整数n的取值等于4。通过此处限定，能进一步减少第三采样电容，降低纹波。
进一步，所述谐振电路为LC串联谐振电路。
为了更好地理解和实施，下面结合附图详细说明本发明。
附图说明
图1为现有升压式DC-DC充电器的电路结构图；
图2为图1中的充电器控制时序图；
图3为现有升压式DC-DC充电器充电时采用恒定频率的反馈控制方式存在的问题示意图；
图4为基于图1的DC-DC充电电路的升压式无线充电电路的电路结构图；
图5为图4中的升压式无线充电电路的整流器的输出电压VDC随着占空比D和充电时间变化的仿真图；
图6为本发明产生占空比为D0的方波控制信号的其中一种方法的波形图；
图7为本发明产生占空比为D0的方波控制信号的另一种方法的波形图；
图8为本发明升压式无线充电接收电路的电路原理图；
图9为本发明升压式无线充电接收电路的工作波形图。
具体实施方式
为解决现有技术的缺陷，通过研究发现，对于升压式无线充电器,储能电感的输出电流IL是一个不随占空比和充电时间变化的量，因为也即，IL仅与发射端的信号幅度VPA及谐振电路的L、C和耦合系数k相关。由此利用这个特性，对于所需的恒定充电电流Iout0，只需要找到对应的占空比D0即可。因此，无需采用传统的反馈方法，只需产生占空比为D0的方波控制信号S，即可获得需要的恒定充电电流Iout0。
其中，为获取占空比为D0的方波控制信号，可以通过两种方法实现获取：
第一种获取方法：请参阅图6，首先，产生一个幅度为1的锯齿波，用该幅度为1的锯齿波和幅度为1-D0的信号进行比较，产生一个周期为T、占空比为D0的方波信号。
第二种获取方法：请参阅图7，首先，产生一幅度为1的信号，并用该幅度为1的信号与幅度为1/(1-D0)的信号进行比较，产生一个周期为T、占空比为D0的方波信号。
由此可知，上述两种方法中，锯齿波的幅度在第一种方法中为固定值1，在第二种方法中为1/(1-D0)，都正比于IL；而比较电平的幅度在第一种方法中为1-D0，第二种方法中为固定值1，都正比于Iout。显然，对于充电器而言，当然是希望Iout为固定值，而IL是个与VPA及k相关的变量，二者的关系通过D0来调整。因此，为达到更稳定的充电控制和更好地充电效果，本发明采用了第二种占空比为D0的方波控制信号的获取方法，具体如下述。
请参阅图8，本发明提供了一种升压式无线充电接收电路，包括谐振电路、整流器REC、第一滤波电容CDC、储能电感L1、N型MOS管MN、P型MOS管MP、第二滤波电容C1、加法器、第一比较器CMP1、第二比较器CMP2、第三比较器CMP3、第一采样电容C0、第一采样开关S1、第二采样开关S2、第二采样电容C2、第三采样电容C3、第三采样开关S3和控制开关S4。
所述谐振电路通过磁场耦合的方式接收由外部发射电路发射的能量，其输出端与所述整流器REC的输入端电连接。在本实施例中，所述谐振电路为LC串联谐振电路，其由一谐振电感L和一谐振电容C构成。所述谐振电感L和所述谐振电容C的一端相互串接，另一端共同构成谐振电路的输出端，输出能量至所述整流器REC。
所述整流器REC的输出端通过所述第一滤波电容CDC接地，且整流器REC的输出端的输出信号经过第一滤波电容CDC整流滤波后输出至所述储能电感L1。所述整流器REC为全波整流器或半波整流器和倍压整流器。
所储能电感L1一端与所述整流器REC输出端电连接，另一端同时与所述N型MOS管MN的漏极和所述P型MOS管MP的漏极电连接。
所述N型MOS管MN的源极接地，栅极与所述P型MOS管MP的栅极电连接并接入一方波控制信号S。
所述P型MOS管MP的源极通过所述第二滤波电容C1接地。
所述第二滤波电容C1的两端构成充电输出端，用于接入充电电池，充电电池在电路中的等效电容为CB，其端电压为Vout。
所述加法器的两输入端分别检测流经N型MOS管MN的漏极电流和P型MOS管MP的漏极电流，得到等比例缩小后的两镜像电流，且加法器对获得的两镜像电流进行相加处理，产生相加电流，并通过其输出端输出；加法器的输出端通过第一采样电容C0接地。在本实施例中，所述加法器的两输入端分别通过晶体管获取漏极电流缩小1000倍后的镜像电流，也即，获得的两镜像电流分别为其对应的漏极电流的1/1000。
所述第一采样开关S1与所述第一采样电容C0并联，且第一采样开关S1由一第一脉冲信号φ1控制其通断，实现短路第一采样电容C0或接入第一采样电容C0。
所述第二采样开关S2两端分别与所述加法器的输出端和所述第三比较器CMP3的反相输入端电连接，且第二采样开关S2由一第二脉冲信号φ2控制其通断；所述第二脉冲信号φ2比第一脉冲信号φ1延迟输入。在本实施例中，第二脉冲信号φ2比第一脉冲信号φ1延迟一个极短的周期。
所述第二采样电容C2一端电连接于所述第三比较器CMP3的反相输入端，另一端接地。
所述第三比较器CMP3的同相输入端接入一固定电流源I0，输出端输出一第三脉冲信号φ3，该第三脉冲信号φ3控制所述第三采样开关S3的通断。
所述第三采样开关S3一端接入所述固定电流源I0，另一端接地。
所述第三采样电容C3与所述第三采样开关S3并联，且其与第三采样开关S3接入固定电流源I0的一端与所述第一比较器CMP1的同相输入端电连接。
所述第二比较器CMP2的同相输入端与所述P型MOS管MP的源极电连接，反相输入端接入一参考电压VREF，输出端输出开关控制信号VM。
所述第一比较器CMP1的反相输入端通过一电容C4接地；所述第一比较器CMP1通过比较其反相输入端和同相输入端的输入电压，得到所需的所述方波控制信号S，并通过其输出端输出所述方波控制信号S，控制所述N型MOS管MN和P型MOS管MP的通断，实现在恒流模式中获取所需的恒定充电电流Iout0。
所述控制开关S4与所述电容并联，并由所述开关控制信号VM控制其通断。且所述控制开关S4中通过所述电容C4与第一比较器CMP1的反相输入端连接的一端接入一固定电平V0；当所述开关控制信号VM控制所述控制开关S4闭合时，第一比较器CMP1的反相输入端接地，电路处于恒压模式；当开关控制信号VM控制所述控制开关S4断开时，第一比较器CMP1的反相输入端接入所述固定电平V0，电路处于恒流模式。
请同时参阅图9，恒流模式中，为产生1/(1-D0)幅度的锯齿波，所述加法器通过获取N型MOS管MN和P型MOS管MP的漏极电流等比例缩小后的镜像电流，获得的每一镜像电流为其相应的漏极电流的1/1000，并对两镜像电流相加处理，产生相加电流ISENS，ISENS＝IL/1000，电流ISENS通过周期为TSENS的所述第一脉冲信号φ1对所述第一采样电容C0充电，产生一幅度为ISENS·TSENS/C0的锯齿波VSENS，其中，TSENS＝C0/I0，I0为所述固定电流源，I0＝Iout0/1000，Iout0为所需的恒定充电电流；所述第二脉冲信号φ2通过控制所述第二采样开关S2通断，采样锯齿波VSENS最高点的电压幅度VE，并存储于所述第二采样电容C2上，VE＝ISENS·TSENS/C0＝(IL/1000)·(C0/I0)/C0＝IL/Iout0＝1/(1-D0)，其中IL为储能电感L1的流出电流；同时，通过所述固定电流源I0对所述第三采样电容C3充电，产生另一锯齿波VRAMP，其中，C3＝C0/n，n为整数；当所述锯齿波VRAMP达到VE时，通过第三比较器CMP3比较，产生所述第三脉冲信号φ3，短暂导通第三采样开关S3，复位VRAMP，VRAMP的周期TRAMP＝VE·C3/I0＝ISENS·TSENS/C0·C3/I0＝IL/Iout0/n·TSENS＝1/(1-D0)/n·TSENS；通过所述第一比较器CMP1比较所述锯齿波VRAMP和所述固定电平V0，V0＝1V，产生占空比为D0的所述方波控制信号S，并利用该方波控制信号S控制所述N型MOS管和P型MOS管，即可实现获取所需的恒定充电电流Iout0。此时，P型MOS管的源极的输出电流Iout＝Iout0。
通过恒定充电电流Iout0对充电电池充电，充电电池电压Vout随时间线性上升；当充电电池电压Vout超过所述参考电压VREF时，通过第二比较器CMP2比较当前充电电池电压Vout和所述参考电压VREF，产生的所述开关控制信号VM为高电平，控制所述控制开关S4闭合，第一比较器CMP1的反相输入端的电位从V0降至低电位，实现所述方波控制信号S的占空比逐渐增大至100％，所述恒定充电电流Iout0为0，实现从恒流模式转换至恒压模式。
为降低纹波，减小第三采样电容C3，优选地，整数n的取值大于1。而在本实施例中，整数n的取值等于4。
相对于现有技术，本发明升压式无线充电接收电路不采用传统的反馈方法，而是通过利用储能电感的输出电流不随占空比和充电时间变化的特性，在充电电池电压未达到所需电压的情况下，通过恒定充电电流充电，而在充电电池电压达到所需电压的情况下，通过恒定电压充电，提高充电控制和充电过程的稳定性，实现升压式无线充电。
以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。

Claims (5)

1.一种升压式无线充电接收电路，其特征在于：包括谐振电路、整流器、第一滤波电容、储能电感、N型MOS管、P型MOS管、第二滤波电容、加法器、第一比较器、第二比较器、第三比较器、第一采样电容、第一采样开关、第二采样开关、第二采样电容、第三采样电容、第三采样开关和控制开关；
所述谐振电路通过磁场耦合的方式接收由外部发射电路发射的能量，其输出端与所述整流器的输入端电连接；
所述整流器的输出端通过所述第一滤波电容接地，且整流器的输出端的输出信号经过第一滤波电容整流滤波后输出至所述储能电感；
所储能电感一端与所述整流器输出端电连接，另一端同时与所述N型MOS管的漏极和所述P型MOS管的漏极电连接；
所述N型MOS管的源极接地，栅极与所述P型MOS管的栅极电连接并接入一方波控制信号；
所述P型MOS管的源极通过所述第二滤波电容接地；
所述第二滤波电容的两端构成充电输出端，用于接入充电电池；
所述加法器的两输入端通过分别检测流经N型MOS管的漏极电流和P型MOS管的漏极电流，得到等比例缩小后的两镜像电流，且加法器对两镜像电流进行相加处理，产生相加电流，并通过其输出端输出；加法器的输出端通过第一采样电容接地；
所述第一采样开关与所述第一采样电容并联，且第一采样开关由一第一脉冲信号控制其通断，实现短路第一采样电容或接入第一采样电容；
所述第二采样开关两端分别与所述加法器的输出端和所述第三比较器的反相输入端电连接，且第二采样开关由一第二脉冲信号控制其通断；所述第二脉冲信号比第一脉冲信号延迟输入；
所述第二采样电容一端电连接于所述第三比较器的反相输入端，另一端接地；
所述第三比较器的同相输入端接入一固定电流源，输出端输出一第三脉冲信号，该第三脉冲信号控制所述第三采样开关的通断；
所述第三采样开关一端接入所述固定电流源，另一端接地；
所述第三采样电容与所述第三采样开关并联，且其与第三采样开关接入固定电流源的一端与所述第一比较器的同相输入端电连接；
所述第二比较器的同相输入端与所述P型MOS管的源极电连接，反相输入端接入一参考电压，输出端输出开关控制信号；
所述第一比较器的反相输入端通过一电容接地；所述第一比较器通过比较其反相输入端和同相输入端的输入电压，得到所需的所述方波控制信号，并通过其输出端输出所述方波控制信号，控制所述N型MOS管和P型MOS管的通断，实现在恒流模式中获取所需的恒定充电电流；
所述控制开关与所述电容并联，并由所述开关控制信号控制其通断，且所述控制开关中通过所述电容与第一比较器的反相输入端连接的一端接入一固定电平；当所述开关控制信号控制所述控制开关闭合时，第一比较器的反相输入端接地，电路处于恒压模式；当开关控制信号控制所述控制开关断开时，第一比较器的反相输入端接入所述固定电平，电路处于恒流模式。
2.根据权利要求1所述的升压式无线充电接收电路，其特征在于：
恒流模式时，所述加法器通过获取N型MOS管和P型MOS管的漏极电流等比例缩小后的镜像电流，并对两镜像电流相加处理，产生相加电流ISENS，电流ISENS通过周期为TSENS的所述第一脉冲信号对所述第一采样电容C0充电，产生一幅度为ISENS·TSENS/C0的锯齿波VSENS，其中，TSENS＝C0/I0，I0为所述固定电流源，I0＝Iout0/1000，Iout0为所需的恒定充电电流；所述第二脉冲信号通过控制所述第二采样开关通断，采样锯齿波VSENS最高点的电压幅度VE，并存储于所述第二采样电容C2上，VE＝ISENS·TSENS/C0＝(IL/1000)·(C0/I0)/C0＝IL/Iout0＝1/(1-D0)，其中IL为储能电感的输出电流；同时，通过所述固定电流源I0对所述第三采样电容C3充电，产生另一锯齿波VRAMP，其中，C3＝C0/n，n为整数；当所述锯齿波VRAMP达到VE时，通过第三比较器比较，产生所述第三脉冲信号，短暂导通第三采样开关，复位VRAMP，VRAMP的周期TRAMP＝VE·C3/I0＝ISENS·TSENS/C0·C3/I0＝IL/Iout0/n·TSENS＝1/(1-D0)/n·TSENS；通过所述第一比较器比较所述锯齿波VRAMP和所述固定电平V0，V0＝1V，产生占空比为D0的所述方波控制信号S，实现获取所需的恒定充电电流Iout0；
通过恒定充电电流Iout0对充电电池充电，充电电池电压随时间线性上升；当充电电池电压超过所述参考电压时，通过第二比较器比较当前充电电池电压和所述参考电压，产生的所述开关控制信号为高电平，控制所述控制开关闭合，第一比较器的反相输入端的电位从V0降至低电位，实现所述方波控制信号的占空比逐渐增大至100％，所述恒定充电电流为0，实现从恒流模式转换至恒压模式。
3.根据权利要求2所述的升压式无线充电接收电路，其特征在于：整数n的取值大于1。
4.根据权利要求3所述的升压式无线充电接收电路，其特征在于：整数n的取值等于4。
5.根据权利要求1所述的升压式无线充电接收电路，其特征在于：所述谐振电路为LC串联谐振电路。
CN201711052297.6A 2017-10-30 2017-10-30 一种升压式无线充电接收电路 Active CN107733032B (zh)

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