CN107636976A - 超低功率远程收发器 - Google Patents

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CN107636976A CN201580080079.6A CN201580080079A CN107636976A CN 107636976 A CN107636976 A CN 107636976A CN 201580080079 A CN201580080079 A CN 201580080079A CN 107636976 A CN107636976 A CN 107636976A
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大卫·D·温茨洛夫
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Abstract

提出了一种低功率远程收发器。该收发器包括：天线，其被配置成接收RF信号；模拟前端电路，其被配置成从天线接收RF信号并且通过放大RF信号、对RF信号进行移频以及对RF信号进行滤波中的至少一个对RF信号进行预处理；以及解调器，其被配置成接收来自前端电路的经预处理的信号和表示预定时间段的结束的断言触发信号，其中，响应于断言触发信号，解调器输出RF信号中的给定数据位的数据值。控制器还被配置成接收断言触发信号，并且响应于断言触发信号，控制器禁用收发器的至少一个部件，从而降低功耗。

Description

超低功率远程收发器
技术领域
本公开内容涉及低功率远程收发器的设计方面。
背景技术
物联网(IoT)应用的RF电路的设计一直集中在短程通信上。然而，存在几种应用，在这几种应用中，传感器节点受益于具有更长的范围，同时仍然保持短程无线电的质量。这样的传感器节点将不具有体域网所施加的大小约束，并且因此可以使用更积极的能量收集，这允许更大的功率预算。许多商业公司正在针对IoT制造远程通信芯片，这些公司包括模拟器件公司(Analog Devices)、德州仪器公司(Texas Instruments)和先科公司(Semtech)。
远程无线电在许多不同情况下是有用的。简单的示例是用于远程环境感测应用，远程环境感测应用不需要高数据速率并且偶尔会需要通信。例如，模拟器件公司推出了CN0164低功耗远程ISM无线测量节点。该系统由每分钟唤醒一次、测量温度、传输信息、然后返回到休眠的低功率温度测量节点组成。
然而，在关闭收集能量供给的情况下将难以对所提及的无线电中的任何一种进行操作。以德州仪器公司的CC1101为例，假设传感器节点的平均功率要求为50μW。CC1101可以被配置成以1kbps进行通信并且在接收模式下消耗48mW以及在发送模式下消耗48mW。使用平均功率为50μW的占空比将导致仅为1.04bps的平均数据速率，这是乐观的，因为没有考虑启动时间。如果传感器节点必须以1kbps传输100位的数据包，则需要1.6mF的存储电容，以防止电源电压下降超过1V。
本公开内容提出了在收集能量下高效运行的远程收发器(LRTRx)设计。可以实现50μW的平均功耗，并且瞬时功率应当对于接收保持在1mW以下并且对于发送保持在几毫瓦。
该部分提供与本公开内容相关的背景信息，其不一定是现有技术。
发明内容
该部分提供了对本公开内容的总体概述，而不是其全部范围或其全部特征的全面公开。
提出了一种低功率远程收发器。该收发器包括：天线，其被配置成接收RF信号；模拟前端电路，其被配置成从天线接收RF信号并且通过放大RF信号、对RF信号进行移频以及对RF信号进行滤波中的至少一个对RF信号进行预处理；以及解调器，其被配置成接收来自前端电路的经预处理的信号和表示预定时间段的结束的断言触发信号，其中，响应于断言触发信号，解调器输出RF信号中的给定数据位的数据值。
控制器还被配置成接收断言触发信号，并且响应于断言触发信号，控制器禁用收发器的至少一个部件，从而降低功耗。控制器还被配置成响应于去断言触发信号而启用至少一个部件，其中，去断言触发信号发生在断言信号之后并且在给定数据位结束之前。
模拟前端电路包括低噪声放大器和混频器电路。低噪声放大器被配置成从天线接收RF信号并且放大RF信号。混频器电路被配置成从低噪声放大器接收经放大的RF信号并且进行操作以将经放大的RF信号移频成具有不同频率的中间信号。锁相环电路与混频器电路工作上耦接。锁相环电路包括相位频率检测器、电荷泵电路、压控振荡器和分频器。响应于断言触发信号，控制器使低噪声放大器掉电、禁用相位频率检测器并且使压控振荡器的缓冲器和分频器掉电，使得低噪声放大器在相位频率检测器被禁用之前掉电，并且相位频率检测器在缓冲器和分频器掉电之前被禁用。
在本公开内容的另一方面中，解调器在预定时间段期间进行操作以对中间信号中的高值与低值之间的转换进行计数并且根据针对给定数据位所计数的转换次数来输出给定数据位的数据值。
根据本文中提供的描述，其他应用领域将变得明显。本概述中的描述和具体示例仅旨在为了说明的目的，而不是旨在为了限制本公开内容的范围。
附图说明
本文中所描述的附图仅用于所选实施方式的说明目的而不是所有可能的实现方式，并且不旨在限制本公开内容的范围。
图1A和图1B是分别示出数据速率和带宽对千米范围通信的电路功率的影响的图；
图2是示出不同调制方案的数据速率与灵敏度的图；
图3是示出不同调制方案的数据速率与灵敏度以及功率的图；
图4是低功率远程收发器的示例性实施方式的框图；
图5是示例性发送器的示意图；
图6是RF前端的示例的示意图；
图7是示例性滤波器和解调器的图；
图8是示例性锁相环电路的示意图；
图9是示出收发器中的位级占空比的图；
图10是示出根据本公开内容的一方面的用于操作收发器的方法的流程图；
图11是示出两个相邻信道的频谱输出的图；
图12是示出与收发器的灵敏度相关的位误码率的图；
图13是示出可以如何基于收发器的范围换取数据速率的图；
图14是示出跨所有信道的相邻信道抑制的图；以及
图15是示出取决于收发器的占空比的灵敏度与功率折衷的图。
贯穿附图的多个视图，对应的附图标记指示对应的部分。
具体实施方式
现在将参照附图更全面地描述示例性实施方式。
为了改进市售的内容，第一个目标是理解什么是可能的。功率降低将来自数据速率、带宽和占空比。使用香农的(Shannon’s)经典通信容量定理，如式1所示，可以分析千米范围通信的功率需求的一阶计算。
香农指出，数据速率(Rb)是带宽(BW)、接收到的信号功率(PRX)和噪声谱密度(N0)之间的折衷。下面的式2示出了相同的公式，但是关于传输能量被写出。
其中，Eb是每传输比特的能量。
为了找到本应用的最佳数据速率和带宽，计算链路预算，做出以下假设：通信距离为1千米，操作的频率为433MHz的ISM频带，电路功率与天线处辐射的功率之间的效率为10％，并且接收器的噪声系数(NF)为15dB。从硬件的角度来看香农定理，如式3所示以及在式4中更详细地示出，可以说发送器的每比特能量与噪声的比(EbN0)减去通过空气的路径损耗和接收器的EbN0必须大于0：
参照图1A和图1B，数据速率(Rb)比带宽(BW)对电路功率具有更显著的影响。为了使电路功率保持在亚mW(sub-mW)范围内，同时使带宽对于433MHz的ISM频带内的多个信道保持足够低，已经发现功率和应用性能的最佳规格是1kbps的数据速率和200kHz的带宽，该200kHz的带宽是433MHz的ISM信道带宽的1/8，从而为多个通道提供了机会。将使用占空比，因此电路可以在收集能量下操作，但是通过应用占空比的速率会降低有效数据速率。
为了增大通信范围而降低数据速率是直观的折衷，这是因为增大了每比特的信号能量，这直接提高了接收器检测传输信号的能力。如图2所示，更多的信号能量提高了信号的每比特能量与噪声的比(EbN0)，这将引起接收器中的灵敏度指标增大。
在从-70dBm向左侧的灵敏度水平下，存在表明灵敏度的10dBm的变化引起数据速率的约10倍的变化的相关性，这是有意义的，因为更快的数据速率具有可以在接收器处被检测到的更少的每比特能量。这次在-70dBm处存在经验限制，其中，每比特能量足够高，而其他因素支配数据速率性能。这表明低功率无线电通常对于亚1Mb/s(sub-1Mb/s)的数据速率是有利的。从所列出的调制类型来看，也表明FSK是针对良好灵敏度的最一致调制方式并且利用数据速率很好地进行折衷。
图3示出了与图2相同的数据，但是通过对数据点的描影而包括功率。从-70dBm向左侧的灵敏度来看，存在10dB的灵敏度与10倍功率的相关性，沿拟合线的大部分数据点是FSK和OOK调制无线电，但是FSK调制的无线电通常消耗更少的功率。
图4示出了用于低功率远程收发器20的示例性系统架构。收发器20的接收部分包括模拟前端电路，该模拟前端电路被配置成从天线17接收RF信号并且例如通过放大RF信号、对RF信号进行移频和/或对RF信号进行滤波中的一个或更多个对RF信号进行预处理。在示例性实施方式中，模拟前端电路包括具有无源混频器22的单端共源级联低噪声放大器(LNA)21。从混频器的输出进入中频(IF)级24(即跨阻抗放大器)以改进线性度。在该示例性实施方式中，IF级24包含提供增益和信道选择的第6阶gm-C滤波器并且之后是另一个增益级25。然后，该信号由比较器26进行平方并且被驱动到小型基带处理器(解调器)27中，该小型基带处理器27使用IF频率作为计数器并且基于某位片中的计数次数来确定位值。如下面将进一步描述的，通过芯片外控制器(例如FPGA)来控制位片(bit slicing)和同步。在具有足够的SNR裕度和足够低的数据速率的情况下，可以通过位级占空比来降低发送和接收功率，并且还可以通过芯片外控制器进行控制位级占空比。收发器的接收部分的其他布置也落入本公开内容的更广泛的方面内。
在发送器部分中，示例性实施方式可以包括功率放大器31和缓冲器32。E类功率放大器31在0.5V的供给下运行但是使用在1.2V处运行的缓冲器32进行计时。缓冲器32上的较高供给增大了缓冲器32的驱动强度，使缓冲器32能够更高效地对大功率放大器开关进行计时，从而提高了发送器的整体效率。收发器的发送器部分的其他布置也落入本公开内容的更广泛的方面内。
在示例性实施方式中，具有芯片上振荡器34的芯片外26MHz的晶体33被用作参考时钟。因为收发器不使用快速时钟用于节省功率目的，所以26MHz的信号直接除以29，以针对提供LO信号的锁相环电路(PLL)35建立50.78kHz的参考频率。在示例性实施方式中，参考分频器由九个级联D-FF组成，并且最后一个D-FF的输出启用由26MHz晶体计时的最终D-FF级，从而消除来自前九级的累积抖动。
分频26MHz的参考时钟是对PLL建立时间和功率进行折衷的设计决定。该决定对针对位级占空比可能的数据速率设置上限。如果所需的数据速率高于上限，则仅包级(packet-level)的占空比是可能的。容易理解的是，参考时钟可以在本公开内容的范围内的其他频率下进行操作。
发送消耗mA的电流并且接收消耗数百μA，这对于收集能量电路而言是相对高的功率。将能量存储在芯片外电容器组上，如果功率管理仅可以允许供给下降1V，则传输每比特需要约1μF至2μF。
在示例性实施方式中，选择收发器20的规格以使其能够与TI CC1101一起操作。德州仪器公司的CC1101是专为远程和低功率的应用而设计并主要旨在用于ISM频带的亚GHz(sub-GHz)收发器并且是一种与提出的收发器20的设计目标很相似的商用芯片。收发器被设计成在如下表1中的以下配置设置下能够与CC1101兼容：
规格 值 单位
频率 433 MHz
调制 2-FSK
数据速率 1001.2 波特
信道BW 203.125 kHz
FSK频率偏差 50.781 kHz
IF频率 863.281 kHz
表1：CC1101远程低功率收发器配置
433MHz的频带具有1.74MHz的总信道带宽，因此收发器将具有8个总信道并且这些值与上面计算的理论值紧密联系。这些值是根据CC1101数据表计算出来的。如数据表所述的，低功率的CC1101在具有被设置成降低电流的寄存器设置和接收器的灵敏度极限处的输入信号的情况下在433MHz下在1.2千波特下以接收模式消耗16.0mA。当以433MHz输出0dBm时，发送器消耗16.0mA。VDD为3.0V，使各自用于发送和接收的总功率为48mW。在下表2中示出收发器20的链路预算。
计算所需接收器灵敏度和噪声系数以实现千米范围通信的表2。
规格 值 单位
中心频率 433 MHz
数据速率 1001.2 bps
带宽 203.125 kHz
距离 1000 米
传输功率 0 dBm
路径损耗 85.18 dB
天线增益 0 dB
噪声功率 -143.99 dBm
最小Eb/N0 12 dB
链路裕度 10 dB
接收灵敏度 -85.18 dBm
接收器噪声系数 36.81 dBm
表2：LRTRx链路预算
链路预算与先前的电容计算之间的区别在于发送与接收之间的功率必须合理地基于硬件约束。降低功率放大器的输出功率仅在置于接收器上的增加的灵敏度负担是合理的情况下起作用并且不会显著地改变整个接收器的功率。而且，由于接收器大部分时间处于监听数据包的活动状态，所以接收器的低功率对整个系统设计至关重要。将发送功率设置成0dBm使接收器所需的灵敏度设置成用于千米范围的通信的-85dBm。尽管发送器的功率将很高，大于1mW，但接收器的功率将在μW范围内。与CC1101通信，利用潜在的+10dBm的发送输出功率和-112dBm的接收灵敏度应当能够实现千米范围的通信，其中接收灵敏度的设计裕度为10dB并且发送器的设计裕度为约25dB。
图5进一步示出了用于发送器50的示例性实现方式。发送器50包括在用标准单元创建的4级时钟缓冲器52之前以0.5V进行操作的E类功率放大器51。2-FSK调制是从提供LO信号的PLL实现的。E类NMOS开关是漏极开路连接的，并且RF扼流圈和匹配网络无源器件53位于芯片外，这也是由于433MHz的RF频率引起的无源器件的尺寸导致的。
图6进一步示出了用于RF前端60的示例性实现方式。如图4中所看到的，RF前端60包括433MHz的天线17，随后是SAW滤波器18和芯片外RF开关19。RF开关19允许使用针对功率放大器(PA)31和LNA 21两者的独立的芯片外匹配网络。芯片上的LNA 21可以是具有可调谐电流源的AC耦接的单端共源共栅放大器61。由于RF频率相对低，因此芯片外电感器62负载被使用并且与芯片上可切换的电容组共振。
混频器64由通过从PLL 35输出的差分方波控制的单平衡无源开关级组成。来自单平衡混频的输出进入跨阻抗放大器(TIA)65，以改进线性度并且提供增益。用于RF前端的其他实现方式也由本公开内容构思。
参照图7，进一步描述了IF级。在混频操作之后，信号被6阶gm-C滤波器71滤波。在示例性实施方式中，滤波器具有200kHz的信道带宽并且提供20dB至40dB的可编程增益。如图4中所看到的，在gm-C滤波器之后是另一增益级25和具有用于抗噪声的可调谐滞后性的比较器26。
解调器27被配置成从比较器26接收中间信号。在操作时，解调器根据针对给定数据位所计数的转换次数来确定数据位的值。更具体地，中间信号对如图9所示的位片脉冲91与位片脉冲99之间的计数器进行计时。响应于表示数据位结束的位片脉冲，解调器将该计数值与预定阈值进行比较。当计数值超过阈值时，数据位被赋值1，并且当计数值小于(或等于)阈值时，数据位被赋值为零。例如，如果比特率是1kbps，则位片时间是1ms。在IF频率为863MHz并且2-FSK频率偏差为50.78kHz的情况下，则传输0的计数值为约813，而传输1的计数值为913。将阈值设置在IF频率的中心处将使其在863处并且在发生位错误之前向计数缓冲器提供50次计数。以这种方式，解调器输出针对每个数据位的值。
在具有良好SNR的环境中，可以采用位级占空比来节省功率。位级占空比对仅针对数据位的持续时间的一部分的中间信号进行解调，如图9所示。在占空比为20％的情况下，中间信号被解调达预定时间段(处于1/5位片时间的量级)。响应于表示预定时间段结束的断言触发信号，解调器输出给定数据位的值。以上述方式来计算数据位的值，其中，相对于占空比按比例地调节阈值。继续上面的示例，对于20％的占空比，阈值可以被设置在173处。
一旦数据位的值已经由解调器确定并且输出，收发器的一个或更多个部件就可以掉电或以其他方式被禁用以降低功耗。在示例性实施方式中，低噪声放大器21首先在92处掉电。接下来，在93处禁用PLL的相位频率检测器，使得不触发Up/Dn脉冲。最后，压控振荡器的缓冲器和分频器在94处掉电。该顺序可以在三个连续的时钟周期内完成。因为PLL的参考频率很低并且PLL的启动时间很慢，因此电荷泵保持开启状态以维持VCO的调谐状态。该顺序仅是示例性的，并且容易理解的是，可以使更多或更少或不同的部件掉电或以其他方式禁用更多或更少或不同的部件。
在数据位结束之前，如95所示，发出去断言触发信号。响应于去断言触发信号，例如以相反的顺序唤醒接收器部件。即，使缓冲器和分频器上电，随后启用相位频率检测器，然后使LNA上电。由于VCO在频率上接近但不同相，所以会需要时间用于锁定，但是该时间会比PLL的原始启动时间快。在示例性实施方式中，掉电和上电顺序由芯片外控制器(例如FPGA)来控制。注意，解调器在该顺序期间保持非活动，直至在99处断言下一个位片为止。对输入的RF信号中的每个数据位重复该处理。
如关于图10进一步描述的，断言触发信号的定时由控制器来控制。输入的RF信号的保真度由控制器定期地在102处定期地确定。信号保真度的示例性测量结果包括接收到的信号强度、链路质量指示符和位误码率。本公开内容还考虑其他类型的测量结果。
然后在103处将保真度测量结果与最小质量阈值进行比较。当保真度测量结果小于或等于最小质量阈值时，以常规方式解调输入的数据。即，如109处所示，解调器在位片结束时输出当前数据位的数据值。
当保真度测量结果超过最小质量阈值时，如上所述可以采用位级占空比来节省功率。具体地，在104处在控制器开始当前位片之后以预定时间段发出断言触发信号。预定时间段的持续时间优选地小于RF信号中的符号时间的持续时间。在示例性实施方式中，预定时间段被设置为保真度测量结果与最小质量阈值之间的差的函数。例如，差越大(即信号质量越高)，预定时间段越短。相反，差越小(信号质量越低)，预定时间段越长。在一个实施方式中，断言触发信号是脉宽调制信号，并且根据保真度测量结果与最小质量阈值之间的差来调制脉冲。可以设想的是，用于设置预定时间段的值的函数可以是线性或非线性的并且取决于无线收发器中的其他设置。
如105所示，响应于断言触发信号，解调器输出针对RF信号中的给定数据位的数据值。以上述方式来计算数据位的值，其中，相对于预定时间段的持续时间(即预定时间段的占空比)按比例地调节阈值。响应于断言触发信号，控制器还在106处禁用收发器的一个或更多个部件，以节省功率。
在数据位结束之前，在107处由控制器发出去断言触发信号。如108所示，响应于去断言触发信号，一个或更多个部件被重新启用。可以对输入的RF信号中的每个数据位重复该处理。应当理解的是，仅关于图10讨论该方法的相关步骤，但需要其他步骤来控制和管理收发器的整体操作。
基于电荷泵的PLL被设计成充当整个系统的LO。图8示出了包括PLL 35的主电路的示例的架构。在分频的26MHz的晶体振荡器下运行，PLL的参考频率是50.78kHz，与2-FSK偏差指定的频率相同，从而允许整数N分频。因为参考频率与～433MHz的输出频率之间的分频值是很大，所以应用于晶体振荡器分频器的相同技术被应用于PLL的分频器，即，计数达到N-2(1个时钟周期用于去除累积的抖动而另一个时钟周期用于重置计数器)，然后第N个时钟由VCO直接计时，从而去除来自其余分频器链的累积的抖动。此外，2位FSK值由芯片外FPGA控制并且与用户可编程的分频值相加。这使得2-FSK调制有效。可编程的N-2分频器允许收发器在433MHz的ISM频带内指定的8个不同物理信道之间跳频。
测量功率放大器的输出功率为0.04dBm，其中，PAE为47.49％。对PA的供给的总电力为2.13mA，并且PLL和时钟缓冲器分别消耗266μW和180μW。图11示出了两个相邻信道的频谱输出，二者均以1kbps彼此相邻调制1010数据模式。选择具有慢参考频率的较低功率整数N PLL的缺点是所关注的频率区域中的杂散(spurs)的位置。即便如此，相邻信道的下降幅度为-16.7dB。在时钟缓冲器上使用厚的氧化物头部以节省休眠功率，但在PA上不使用厚的氧化物头部，以保持效率。
接收器的总功耗为370μW。所有电路都具有厚的氧化物头部，以降低休眠功率。如图12所示，在位误码率为10-3的情况下，接收器的灵敏度被测量为-102.5dBm。假设天线增益为0dB，基于弗里斯(Friis)自由空间路径损耗方程，芯片间通信的理论通信范围大于5千米。收发器与CC1101进行通信的范围延伸超过了20千米，远远超出设计规格。此外，图13示出了如何基于应用所需的范围和周围环境的SNR换取速度和数据速率。
图14示出了跨所有信道的相邻信道抑制。在下一个相邻信道中，信道抑制被测量为14dB，横跨两个信道被测量为34dB。通过设置所需信号功率来测量相邻信道抑制，使得位误码率为10-4。干扰信号被置于FSK0位置(相邻信道的最差情况频率)，并且其信号功率被扫频，直到位误码率下降到10-3为止。信道0是参考信道。
如果所需数据速率很慢，则可以采用位级占空比。图15示出了基于接收器休眠的每个位窗口期间的时间的百分比的灵敏度与功率的折衷。灵敏度和功率均被标准化成没有占空比的接收器性能。由于整数N PLL的锁定时间慢，因此位级占空比仅在小于500bps的数据速率下起作用。
对于500bps以上的数据速率，采用包级占空比。PLL启动时间决定整个接收器的启动时间并且被测量为0.6比特。这使得发送100或更多比特的包很有效，这是因为每包的启动时间小于1比特。
下面的表3示出了LRTRx的功率分解。晶体振荡器(XO)和PLL在发送器与接收器之间被共享并且分别消耗31μW和226μW。在接收侧，LNA和混频器的消耗仅在100μW以下，而IF增益和滤波级加上数字解调模块则消耗22μW。在发送器侧，功率放大器消耗2.13mW，以在天线处产生近乎1mW的输出功率。标准单元时钟缓冲器消耗182μW。即使牺牲有效功率，在整个设计中使用厚的氧化物休眠头部，以降低休眠功率，其中，一个例外的是试图优化效率的PA。整个接收器的休眠功率为10.2nW，并且发送器的休眠功率为98.9nW，其中，93nW的休眠功率来自PA。然而，由于LDO或一些其他电力管理电路将用于从1.2V供给调节为0.5V供给，因此可以降低休眠功率。禁用电力管理电路将与头部具有相同的效果并将减少测量的发送器休眠功率。
表3：LRTRx功率分解
基于功率测量结果，可以分析包级占空比。从休眠到接收数据的测量的启动时间平均为3ms或3比特，并且关闭时间小于1比特。包之间的功率被测量成对于接收器为10.2nW，并且对于发送器为99nW。返回到前面提供的示例，假设应用要求温度测量结果每分钟发送一次并且是100位的数据包。打开和关闭的时间使该长度增加到每分钟中的104ms的104个数据包。然后，一分钟内的平均功率对于发送为4.55μW并且对于接收为665nW。发送器可以每分钟发送11个数据包或1100比特并且保持在目标50μW的平均功率预算内。接收器可以每分钟主动监听近8秒，以保持在50μW的功率预算内。
使用以1kbps传输100位的数据包的CC1101来讨论假设场景。为了在收集能量下运行，每个数据包将产生1.6mF的存储电容并且要求平均数据速率为1.04bps，从而将整体平均功耗降至50μW。在相同条件下，接收模式下的LRTRx将能够平均接收145bps，并且在发送模式下将能够发送20bps。Rx模式下的LRTRx可以使用28.7uF的存储电容来发送数据包，而对于Tx模式则增加到120uF。
使发送器的平均比特率增大20倍并且使接收器的平均比特率增大145倍使得无线传感器节点能够在千米范围内传送更多的信息。此外，较低的瞬时功耗降低了所需的存储电容量，这减轻了设计负担并且使能量收集器能够更快地为节点充电。位级占空比增强了这些改进。此外，LRTRx通过设计使其能够与现有的商用TI CC1101无线电进行通信，从而展现互操作性。
已经为了说明和描述的目的提供了对实施方式的前述描述。前述描述不旨在是穷举的或限制本公开内容。特定实施方式的各个元件或特征通常不限于该特定实施方式，而是在适用的情况下可以互换并且可以在所选实施方式中使用，即使没有具体示出或描述也是如此。同样的情况也可以以许多方式进行变化。这样的变化不被认为是脱离本公开内容，并且所有这样的修改旨在被包括在本公开内容的范围内。

Claims (19)

1.一种低功率远程收发器，包括：
天线，其被配置成接收RF信号；
模拟前端电路，其被配置成从所述天线接收所述RF信号并且通过放大所述RF信号、对所述RF信号进行移频以及对所述RF信号进行滤波中的至少一个对所述RF信号进行预处理；
解调器，其被配置成接收来自所述模拟前端电路的经预处理的信号和表示预定时间段的结束的断言触发信号，其中，响应于所述断言触发信号，所述解调器输出所述RF信号中的给定数据位的数据值，其中，所述预定时间段小于所述RF信号中的符号时间的持续时间；以及
控制器，其被配置成接收所述断言触发信号，并且响应于所述断言触发信号，所述控制器禁用所述收发器的至少一个部件，从而降低功耗。
2.根据权利要求1所述的远程收发器，其中，响应于去断言触发信号，所述控制器启用所述至少一个部件，其中，所述去断言触发信号发生在所述断言信号之后并且在所述给定数据位结束之前。
3.根据权利要求1所述的远程收发器，其中，所述模拟前端电路包括：低噪声放大器，所述低噪声放大器被配置成从所述天线接收所述RF信号并且进行操作以放大所述RF信号；以及混频器电路，所述混频器电路被配置成从所述低噪声放大器接收经放大的RF信号并且进行操作以将经放大的RF信号移频成具有不同频率的中间信号。
4.根据权利要求3所述的远程收发器，还包括与所述混频器电路工作上耦接的锁相环电路。
5.根据权利要求4所述的远程收发器，其中，所述锁相环电路包括相位频率检测器、电荷泵电路、压控振荡器和分频器。
6.根据权利要求5所述的远程收发器，其中，响应于所述断言触发信号，所述控制器使所述低噪声放大器掉电、禁用所述相位频率检测器并且使所述压控振荡器的缓冲器和分频器掉电，使得所述低噪声放大器在所述相位频率检测器被禁用之前掉电，并且所述相位频率检测器在所述缓冲器和分频器掉电之前被禁用。
7.根据权利要求6所述的远程收发器，其中，响应于所述去断言触发信号，所述控制器使所述压控振荡器的所述缓冲器和分频器上电、启用所述相位频率检测器并且使所述低噪声放大器上电。
8.根据权利要求1所述的远程收发器，还包括介于混频器电路与所述解调器之间的gm-C滤波器。
9.根据权利要求8所述的远程收发器，还包括模拟比较器，所述模拟比较器被配置成从所述gm-C滤波器接收滤波器中间信号并且生成具有方波波形的中间信号。
10.根据权利要求1所述的远程收发器，其中，所述解调器在所述预定时间段期间进行操作以对中间信号中的高值与低值之间的转换进行计数并且根据针对所述给定数据位所计数的转换次数来输出所述给定数据位的数据值。
11.根据权利要求1所述的远程收发器，其中，所述低噪声放大器被包括在具有仅在亚阈值区域中进行操作的晶体管的电路上。
12.一种低功率远程收发器，包括：
天线，其被配置成接收RF信号；
模拟前端电路，其被配置成从所述天线接收所述RF信号并且通过放大所述RF信号、对所述RF信号进行移频以及对所述RF信号进行滤波中的至少一个对所述RF信号进行预处理；以及
解调器，其被配置成接收来自所述模拟前端电路的经预处理的信号和表示预定时间段的结束的断言触发信号，其中，所述解调器在所述预定时间段期间进行操作以对中间信号中的高值与低值之间的转换进行计数，并且响应于所述断言触发信号，所述解调器根据针对给定数据位所计数的转换次数来输出所述给定数据位的数据值，其中，所述预定时间段小于所述RF信号中的符号时间的持续时间。
13.根据权利要求12所述的远程收发器，还包括控制器，所述控制器被配置成接收所述断言触发信号，并且响应于所述断言触发信号，所述控制器禁用所述收发器的至少一个部件，从而降低功耗。
14.根据权利要求13所述的远程收发器，其中，响应于去断言触发信号，所述控制器启用所述至少一个部件，其中，所述去断言触发信号发生在所述断言信号之后并且在所述给定数据位结束之前。
15.根据权利要求12所述的远程收发器，其中，所述模拟前端电路包括：低噪声放大器，所述低噪声放大器被配置成从所述天线接收所述RF信号并且进行操作以放大所述RF信号；以及混频器电路，所述混频器电路被配置成接收经放大的RF信号并且进行操作以将经放大的RF信号移频成具有不同频率的中间信号。
16.根据权利要求15所述的远程收发器，还包括与所述混频器电路工作上耦接的锁相环电路。
17.根据权利要求16所述的远程收发器，其中，所述锁相环电路包括相位频率检测器、电荷泵电路和压控振荡器。
18.根据权利要求17所述的远程收发器，其中，响应于所述断言触发信号，所述控制器使所述低噪声放大器掉电、禁用所述相位频率检测器并且使所述压控振荡器的缓冲器和分频器掉电，使得所述低噪声放大器在所述相位频率检测器被禁用之前掉电，并且所述相位频率检测器在所述缓冲器和分频器掉电之前被禁用。
19.一种用于操作无线收发器的方法，包括：
由所述收发器接收RF信号；
由所述收发器的控制器测量所述RF信号的保真度；
由所述控制器将保真度测量结果与最小质量阈值进行比较；
由所述控制器基于所述保真度测量结果与所述最小质量阈值的比较来调节断言触发信号的定时，其中，所述断言触发信号是在所述保真度测量结果超过所述最小质量阈值的情况下所述RF信号中的符号的处理持续时间之前发出的；以及
响应于所述断言触发信号，由所述控制器禁用所述收发器的至少一个部件。
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