CN107612304A - 单相五电平Boost型功率因数校正变换器 - Google Patents

单相五电平Boost型功率因数校正变换器 Download PDF

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Abstract

本发明涉及单相五电平Boost型功率因数校正变换器，包括二极管单相全桥整流电路、Boost升压电感L、电力电子开关网络、串联电容网络和并联电阻网络；所述Boost升压电感L连接于所述二极管单相全桥整流电路直流正极与所述电力电子开关网络第一端之间，所述电力电子开关网络第二端连接于所述二极管单相全桥整流电路直流负极。能在保持开关频率和最大允许电感电流纹波一致前提下，将Boost电感体积减少约75％，更大地减小变换器总体积；或者在保持输出功率、开关频率和电感体积一致的前提下，将电感高频纹波电流幅值减少约75％，大大降低电感发热，提升变换器效率；能将开关管电压应力均减小约50％，有利于降低成本。

Description

单相五电平Boost型功率因数校正变换器
技术领域
本发明属于用于高输出电压、大输出功率开关电源的高功率因数、高功率密度AC/DC变换器技术领域，具体涉及一种单相五电平Boost型功率因数校正变换器。
背景技术
开关电源的输入级通常采用二极管构成的不可控电容性整流电路，这种电路的优点是结构简单、成本低、可靠性高，但致命缺点是其输入电流不是正弦波，而是位于电压峰值附近的脉冲波。这种电流波形中含有大量的低次谐波成分，因此该电路功率因数很低，对电网造成严重污染。
解决这一问题的办法是对整流电路输入电流波形进行控制，使其尽量接近正弦波，这一技术称为功率因数校正，即PFC(Power Factor Correction)。根据采用的具体方法不同，PFC可分为无源功率因数校正和有源功率因数校正两种。其中，无源功率因数校正需要增加体积较大、成本较高的无源滤波元件，如电感器，不利于减小变换器的体积。而且无源功率因数校正提高功率因数、减少谐波含量的效果有限，难以满足现行谐波标准限制。采用全控电力电子开关器件构成的有源功率因数校正，可以非常有效地降低谐波含量、提高功率因数，满足现行最严格的谐波标准，而且由于采用高频开关控制，其中无源滤波元件，如电感器、电容器体积可以大大减小，对提高变换器的功率密度十分有利。目前，有源功率因数校正技术应用已越来越广泛。
单相有源功率因数校正电路较为成熟，其中由二极管整流电路加上升压型直流斩波电路(Boost电路)构成的两电平Boost型PFC电路最为常见，该电路容易实现，可靠性高，基本上已经成为小功率低压开关电源的标准电路形式。但该电路存在两个问题：1)一个开关周期内，电感两端电压变化量为输出电压，幅值较大，导致电感电流高频开关纹波大；2)当开关管关断时，其两端电压为输出电压，开关管电压应力高。电感的体积、损耗往往占变换器总体积和损耗的大部分。当开关电源输出电压高时，过大的高频电流一方面会产生严重的电磁干扰(EMI)，另一方面会导致电感发热严重，因此必须采用体积较大的电感、EMI滤波器和散热器，大大增加了变换器的体积，增加了损耗，降低了电路效率；同时，当开关电源输出电压高时，必须使用电压应力更高的开关管，增加了电路成本。所以，该电路不适合应用于高输出电压、大输出功率开关电源场合。
发明内容
本发明的目的就是针对上述技术的不足，克服普通两电平Boost型PFC电路的缺陷，提供一种具有更高功率密度、更加适用于高输出电压、大输出功率开关电源的单相五电平Boost型功率因数校正变换器。
为实现上述目的，本发明所设计的单相五电平Boost型功率因数校正变换器，包括二极管单相全桥整流电路、Boost升压电感L、电力电子开关网络、串联电容网络和并联电阻网络；所述Boost升压电感L连接于所述二极管单相全桥整流电路直流正极与所述电力电子开关网络第一端之间，所述电力电子开关网络第二端连接于所述二极管单相全桥整流电路直流负极。
进一步地，所述电力电子开关网络包括N沟道MOSFET开关管S1、N沟道MOSFET开关管S2、N沟道MOSFET开关管S3、二极管D5、二极管D6及二极管D7；其中，所述N沟道MOSFET开关管S1的漏极连接到所述Boost升压电感L一端，所述N沟道MOSFET开关管S1的源极连接到所述N沟道MOSFET开关管S2的漏极，所述N沟道MOSFET开关管S2的源极连接到所述N沟道MOSFET开关管S3的漏极，所述N沟道MOSFET开关管S3的源极连接到所述二极管单相全桥整流电路直流负极；所述二极管D5的阳极连接到所述N沟道MOSFET开关管S1的漏极，所述二极管D6的阳极连接到所述N沟道MOSFET开关管S2的漏极，所述二极管D7的阴极连接到所述N沟道MOSFET开关管S3的源极。电力电子开关网络中开关管的开关操作实现对Boost升压电感L的充放电和交流输入端功率因数校正。
进一步地，所述串联电容网络包括电解电容C1、电解电容C2及电解电容C3，且电解电容C1电容量＝电解电容C3电容量＝2倍的电解电容C2电容量；其中，所述电解电容C1的正极连接到所述二极管D5的阴极，所述电解电容C1的负极连接到所述电解电容C2的正极和所述二极管D6的阴极，所述电解电容C2的负极连接到所述电解电容C3的正极和所述N沟道MOSFET开关管S2的源极，所述电解电容C3的负极和所述二极管D7的阳极相连。串联电容网络起到储能和滤波作用。
进一步地，所述并联电阻网络包括电阻R1、电阻R2及电阻R3，且电阻R2电阻值＝2倍的电阻R1电阻值＝2倍的电阻R3电阻值；其中，所述电阻R1的两端并联到所述电解电容C1的两端，所述电阻R2的两端并联到所述电解电容C2的两端，所述电阻R3的两端并联到所述电解电容C3的两端。并联电阻网络起到辅助稳定电容电压的作用。
本发明与现有技术相比，具有以下优点：本发明的功率因数校正变换器，能在保持开关频率和最大允许电感电流纹波一致前提下，将Boost电感体积减少约75％，更大地减小变换器总体积；或者在保持输出功率、开关频率和电感体积一致的前提下，将电感高频纹波电流幅值减少约75％，大大降低电感发热，提升变换器效率；能将开关管电压应力均减小约50％，有利于降低成本。
本发明的功率因数校正变换器，相较于普通两电平Boost型PFC电路，及其改进电路(含三电平PFC电路和不对称多电平PFC电路)而言，具有更高的功率密度，更加适用于高输出电压、大输出功率开关电源。
附图说明
图1是本发明单相五电平Boost型功率因数校正变换器电路图；
图2是本实施例变换器开机启动时的控制波形图；
图3是本实施例变换器的工作区域划分示意图；
图4是本实施例变换器在电源电压正半周工作模态1电路图；
图5是本实施例变换器在电源电压正半周工作模态2电路图；
图6是本实施例变换器在电源电压正半周工作模态3电路图；
图7是本实施例变换器在电源电压正半周工作模态4电路图；
图8是本实施例变换器在电源电压正半周工作模态5电路图；
图9a-9d为本实施例变换器正常工作时的控制时序和主要波形图。
图中各部件标号如下：
电力电子开关网络1、串联电容网络2和并联电阻网络3、二极管单相全桥整流电路4。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步的详细说明。
如图1所示为本发明单相五电平Boost型功率因数校正变换器的一种具体电路图。该变换器包括二极管单相全桥整流电路4、Boost升压电感L、电力电子开关网络1、串联电容网络2和并联电阻网络3。Boost升压电感L连接于二极管单相全桥整流电路4直流正极与电力电子开关网络1第一端之间，而电力电子开关网络1第二端连接于二极管单相全桥整流电路4直流负极。
电力电子开关网络1包括N沟道MOSFET开关管S1、N沟道MOSFET开关管S2、N沟道MOSFET开关管S3、二极管D5、二极管D6及二极管D7；其中，N沟道MOSFET开关管S1的漏极连接到Boost升压电感L一端，N沟道MOSFET开关管S1的源极连接到N沟道MOSFET开关管S2的漏极，N沟道MOSFET开关管S2的源极连接到N沟道MOSFET开关管S3的漏极，N沟道MOSFET开关管S3的源极连接到二极管单相全桥整流电路4直流负极；二极管D5的阳极连接到N沟道MOSFET开关管S1的漏极，二极管D6的阳极连接到N沟道MOSFET开关管S2的漏极，二极管D7的阴极连接到N沟道MOSFET开关管S3的源极。电力电子开关网络1中开关管的开关操作实现对Boost升压电感L的充放电和交流输入端功率因数校正。
串联电容网络2包括电解电容C1、电解电容C2及电解电容C3，且电解电容C1电容量＝电解电容C3电容量＝2倍的电解电容C2电容量(即电容量C1＝C3＝2C2)；其中，电解电容C1的正极连接到二极管D5的阴极，电解电容C1的负极连接到电解电容C2的正极和二极管D6的阴极，电解电容C2的负极连接到电解电容C3的正极和N沟道MOSFET开关管S2的源极，电解电容C3的负极和二极管D7的阳极相连。串联电容网络2起到储能和滤波作用。
并联电阻网络3包括电阻R1、电阻R2及电阻R3，且电阻R2电阻值＝2倍的电阻R1电阻值＝2倍的电阻R3电阻值(即电阻值R2＝2R1＝2R3)；其中，电阻R1的两端并联到电解电容C1的两端，电阻R2的两端并联到电解电容C2的两端，电阻R3的两端并联到电解电容C3的两端。并联电阻网络3起到辅助稳定电容电压的作用。
以下结合图2详细说明本发明的变换器在开机启动时的控制波形和输出电容充电过程：
在开机启动过程中，N沟道MOSFET开关管S1、N沟道MOSFET开关管S2和N沟道MOSFET开关管S3的开关控制信号完全一致，即S1、S2、S3同时开通、同时关断。此时，该变换器工作原理和普通两电平Boost变换器完全相同：当S1、S2、S3开通时，二极管D5、二极管D6、二极管D7关断，Boost升压电感L储能，三个电解电容C1、电解电容C2、电解电容C3被放电，电容电压VC1、VC2、VC3均下降；当S1、S2、S3关断时，二极管D5、二极管D7开通，二极管D6关断，Boost升压电感L的储能向串联电容网络2释放，三个电解电容(C1、C2、C3)被充电，电容电压VC1、VC2、VC3均上升。由于电容量C1＝C3＝2C2，故电解电容C1和电解电容C3的充电速度保持一致，而电解电容C2的充电速度是电解电容C1和电解电容C3的两倍。当时，充电过程结束。
在开机启动过程中，由于电解电容C1、电解电容C2、电解电容C3参数(如等效串联电阻等)可能存在差异，电容电压VC1、VC2、VC3的上升速度可能与理论值存在差异。由电阻R1、电阻R2、电阻R3组成的并联电阻网络3(其电阻值R2＝2R1＝2R3)，可以起到辅助稳定电容电压的作用，保证在充电过程结束时，VC1、VC2、VC3接近理论值。
如图3所示为本发明的变换器的工作区域划分示意图。根据整流后的电压|vs|的瞬时值大小，将变换器划分为四个工作区域：当时，变换器工作在区域Ⅰ；当时，变换器工作在区域Ⅱ；当时，变换器工作在区域Ⅲ；当时，变换器工作在区域Ⅳ。
假设二极管和MOSFET导通电压均为零，以下以电源电压正半周为例，详细说明本发明变换器的工作过程(电源电压负半周情况类似)：
如图4所示为本发明的变换器在电源电压正半周工作模态1电路图。N沟道MOSFET开关管S1、N沟道MOSFET开关管S2、N沟道MOSFET开关管S3全部开通，二极管D5、二极管D6、二极管D7全部关断，Boost升压电感L电压vL＝|vs|，电解电容C1、电解电容C2、电解电容C3向负载放电。
如图5所示为本发明的变换器在电源电压正半周工作模态2电路图。N沟道MOSFET开关管S1、N沟道MOSFET开关管S2开通，N沟道MOSFET开关管S3关断，二极管D5、二极管D6关断，二极管D7开通，Boost升压电感L电压电解电容C1、电解电容C2向负载放电，电解电容C3经N沟道MOSFET开关管S1、N沟道MOSFET开关管S2和二极管D7充电。
如图6所示为本发明的变换器在电源电压正半周工作模态3电路图。N沟道MOSFET开关管S1、N沟道MOSFET开关管S3开通，N沟道MOSFET开关管S2关断，二极管D5、二极管D7关断，二极管D6开通，Boost升压电感L电压电解电容C1、电解电C3向负载放电，电解电C2经N沟道MOSFET开关管S1、N沟道MOSFET开关管S3和二极管D6充电。
如图7所示为本发明的变换器在电源电压正半周工作模态4电路图。N沟道MOSFET开关管S3开通，N沟道MOSFET开关管S1、N沟道MOSFET开关管S2关断，二极管D6、二极管D7关断，二极管D5开通，Boost升压电感L电压电解电容C3向负载放电，电解电容C1、电解电容C2经N沟道MOSFET开关管S3和二极管D5充电。
如图8所示为本发明的变换器在电源电压正半周工作模态5电路图。N沟道MOSFET开关管S1、N沟道MOSFET开关管S2、N沟道MOSFET开关管S3全部关断，二极管D5、二极管D7开通，二极管D6关断，Boost升压电感L电压vL＝|vs|-Vo，电解电容C1、电解电容C2、电解电容C3经二极管D5、二极管D7充电。
如图9所示为本发明的变换器正常工作时的控制时序和主要波形图。如图9a)所示，当即电源电压处在区域Ⅰ时，控制N沟道MOSFET开关管S1、N沟道MOSFET开关管S2常开通，而使N沟道MOSFET开关管S3按PWM规律交替通断，使变换器在工作模态1和2之间切换；如图9b)所示，当即电源电压处在区域Ⅱ时，控制N沟道MOSFET开关管S1常开通，而使N沟道MOSFET开关管S2、N沟道MOSFET开关管S3按PWM规律交替通断，且N沟道MOSFET开关管S2、N沟道MOSFET开关管S3的栅极驱动波形之间互补，使变换器在工作模态2和3之间切换；如图9c)所示，当即电源电压处在区域Ⅲ时，控制N沟道MOSFET开关管S2常关断，控制N沟道MOSFET开关管S3常开通，而使N沟道MOSFET开关管S1按PWM规律交替通断，使变换器在工作模态3和4之间切换；如图9d)所示，当时，即电源电压处在区域Ⅳ时，控制N沟道MOSFET开关管S1、N沟道MOSFET开关管S2常关断，而使N沟道MOSFET开关管S3按PWM规律交替通断，使变换器在工作模态4和5之间切换。
按如图9所示的规律控制N沟道MOSFET开关管S1、N沟道MOSFET开关管S2、N沟道MOSFET开关管S3的通断状态，可以确保任一工作区域内，Boost升压电感L电压vL在任一个开关周期内的变化量始终为仅为普通两电平Boost型PFC变换器的25％，故在保持开关频率和最大允许电感电流纹波一致前提下，可将Boost电感体积减少约75％。在一个电源电压周期内，Boost升压电感L电压vL波形共含五个电平。
本发明的单相五电平Boost型功率因数校正变换器，能在保持开关频率和最大允许电感电流纹波一致的前提下，将Boost电感体积减少75％，更大地减小变换器总体积；或者在保持输出功率、开关频率和电感体积一致的前提下，将电感高频纹波电流幅值减少75％，大大降低电感发热，提升变换器效率；同时，能将开关管电压应力均减小约50％。与现有电路相比，本发明所提出的PFC电路具有更高的功率密度，更加适用于高输出电压、大输出功率开关电源。
应该理解到的是：上述实施方式只是对本发明的说明，而不是对本发明的限制，任何不超过本发明精神范围内的发明创造，均落入本发明的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种单相五电平Boost型功率因数校正变换器，其特征在于：包括二极管单相全桥整流电路(4)、Boost升压电感L、电力电子开关网络(1)、串联电容网络(2)和并联电阻网络(3)；所述Boost升压电感L连接于所述二极管单相全桥整流电路(4)直流正极与所述电力电子开关网络(1)第一端之间，所述电力电子开关网络(1)第二端连接于所述二极管单相全桥整流电路(4)直流负极。
2.根据权利要求1所述单相五电平Boost型功率因数校正变换器，其特征在于：所述电力电子开关网络(1)包括N沟道MOSFET开关管S1、N沟道MOSFET开关管S2、N沟道MOSFET开关管S3、二极管D5、二极管D6及二极管D7；其中，所述N沟道MOSFET开关管S1的漏极连接到所述Boost升压电感L一端，所述N沟道MOSFET开关管S1的源极连接到所述N沟道MOSFET开关管S2的漏极，所述N沟道MOSFET开关管S2的源极连接到所述N沟道MOSFET开关管S3的漏极，所述N沟道MOSFET开关管S3的源极连接到所述二极管单相全桥整流电路(4)直流负极；所述二极管D5的阳极连接到所述N沟道MOSFET开关管S1的漏极，所述二极管D6的阳极连接到所述N沟道MOSFET开关管S2的漏极，所述二极管D7的阴极连接到所述N沟道MOSFET开关管S3的源极。
3.根据权利要求2所述单相五电平Boost型功率因数校正变换器，其特征在于：所述串联电容网络(2)包括电解电容C1、电解电容C2及电解电容C3，且电解电容C1电容量＝电解电容C3电容量＝2倍的电解电容C2电容量；其中，所述电解电容C1的正极连接到所述二极管D5的阴极，所述电解电容C1的负极连接到所述电解电容C2的正极和所述二极管D6的阴极，所述电解电容C2的负极连接到所述电解电容C3的正极和所述N沟道MOSFET开关管S2的源极，所述电解电容C3的负极和所述二极管D7的阳极相连。
4.根据权利要求3所述单相五电平Boost型功率因数校正变换器，其特征在于：所述并联电阻网络(3)包括电阻R1、电阻R2及电阻R3，且电阻R2电阻值＝2倍的电阻R1电阻值＝2倍的电阻R3电阻值；其中，所述电阻R1的两端并联到所述电解电容C1的两端，所述电阻R2的两端并联到所述电解电容C2的两端，所述电阻R3的两端并联到所述电解电容C3的两端。
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