CN107576890A - 一种时域测距方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种时域测距方法及装置，时域测距方法包括：向待测器件发送一组等间隔的测试信号，以获取反射信号；接收该反射信号，并对该反射信号进行模拟信号滤波，滤除远端噪声和杂散信号；滤波后的反射信号转换为数字信号；对该数字信号进行数字信号滤波，滤除近端噪声和杂散信号；对数字信号滤波后的反射信号进行时域加窗；时域加窗后的反射信号变换到频域；求频域反射信号的幅度和相位；判定是否集齐所有反射信号的幅度和相位，当集齐所有反射信号的幅度和相位时，将所有反射信号的幅度和相位组成频域复数序列；频域复数序列变换到时域，得到时域冲击响应，并计算时域冲击响应的峰值点位置；根据时域冲击响应的峰值点位置计算最大延时距离。

Description

一种时域测距方法及装置

技术领域

本发明涉及时域反射测量领域，尤其涉及一种时域测距方法及装置。

背景技术

时域反射测量技术(TDR)是在20世纪60年代初引入的，采用与雷达相同的工作原理—把一个冲激信号送入一条被测电缆(或其他可能不是良好导体的被测器件或设备)，当该冲激信号到达电缆末端或电缆上的某个故障点时，一部分或全部冲激信号便会被返射回测试仪表。TDR测量方法就是把一个冲激或阶跃激励信号发送到被测器件，然后观察信号在时域内的响应。测试时，使用一台阶跃信号发生器和一台宽带示波器，把阶跃信号发生器产生的上升沿速度极快的激励信号送进被测传输线，然后用宽带示波器观察传输线上某处入射电压波形和反射电压波形，通过测量入射电压与反射电压之比，便能计算出传输线上这个阻抗不连续点处的阻抗值，而这个阻抗不连续点的位置则可以作为时间函数根据信号沿着传输线传播的速度计算出来。阻抗不连续性的性质(电容性的或电感性的)可以根据其信号的响应特征加以识别。虽然我们过去惯用的TDR示波器作为定性测试工具一直非常有用，但存在一些影响其测试精度和有效性的限制因素:a)TDR输出的阶跃信号的上升时间—测量结果在空间上的分辨率取决于阶跃信号上升时间的快慢；b)不是特别理想的信噪比－这是由于示波器宽带接收机的结构引起的。

随后，在70年代，研究表明频域与时域之间的关系可以用傅立叶变换进行描述。与频率有关的网络反射系数经过傅立叶变换之后就可以得到随时间变化的反射系数，例如传输线上的距离。这样就有可能先在频域内测量被测器件的响应，然后用数学方法对这些频域数据进行傅立叶逆变换计算从而给出时域响应。现在，一台高性能的矢量网络分析仪可以具有极快的计算功能，因而衍生出一些独特的测量能力。使用在频域内误差经过校正的测试数据就可以计算出被测网络对阶跃或冲激激励信号的响应，并且显示为时间函数。这样就给传统的时域反射测量技术提供了既能进行传输测试又能进行反射测试的功能，并增添了对带宽有限制的网络的测量能力。矢量网络分析仪在时域的测试可以更为精密，因为它能找出多余的网络部件的位置，从而把这些不需要的数据从被测数据去除掉。

即使矢量网络分析仪提供类似于TDR的显示方式，但是传统的TDR与基于矢量网络分析仪的时域测试技术之间仍然存在差别。传统TDR的测量方法是先把冲激或阶跃激励信号发送至被测器件并用宽带接收机，例如示波器，来观察信号在时域上的响应。虽然矢量网络分析仪的测试数据经过变换之后的时域结果显示与时域反射测量技术相似，但是分析仪进行的是扫频响应测量，是用数学方法把数据转换成像TDR一样的显示。

在低通模式下，矢量网络分析仪测量各个离散的正频率点，并把测试结果外推到直流分量，并假定负频率响应是正频率响应的共轭，亦即响应为厄米特响应。在带通模式下，矢量网络分析仪测量处在起始频率和终止频率中间的各个离散的频率点(这种工作模式适用于任意指定的频率范围)。利用窄带接收机(在接收机中设计了进行下变频和滤波工作的部分，以便获得中频(IF)信号)，矢量网络分析仪可以显著降低系统的噪声电平，这样就使得矢量网络分析仪的信噪比大为改善，因而较之TDR有更好的动态范围。这对测试以每秒数千兆比特甚至更高速率工作的器件中极小的串扰信号具有重要意义。总之，时域分析仍然是一种有效的工具，并有着广泛的应用，包括故障定位、识别连接器中的阻抗变化、有选择地消除多余的响应以及简化滤波器调谐过程等等。

故障定位是矢量网络分析仪在带通工作模式应用下的一个非常好的实例。如果观察一条电缆的频率响应时，你会发现在显示结果中经常会存在由于电缆内的阻抗失配而产生的纹波，但是却不可能指出电缆内大的反射发生在何处，所看到的是在每个频率点上电缆内所有反射相加在一起的反射，这是整条传输线上所有部分的复合响应。然而，当在时域中观察时，不仅可以清楚地看到那些由于连接器引起的大的反射响应，而且还能看到电缆内由于弯曲或失配引起的任何电感性或电容性的阻抗的不连续处。任何偏离特征阻抗的正反射或负反射均明显可见，这些产生阻抗不连续性的位置和大小也很容易确定，时域分析的直观性即在于此。

但是现有技术中没有看到在这种情况下如何精确测量反馈回来的每一个单音信号的频率，幅度，相位。以及根据这些一系列频率，相位和幅度如何确定时域上信号的故障。

矢量网络分析仪VNA是测量被测件(DUT)频率响应的仪器，测量的时候给被测器件输入一个正弦波激励信号，然后通过计算输入信号与传输信号(S21)或反射信号(S11)之间的矢量幅度比得到测量结果，图1为矢量网络分析仪测量被测件频率响应时输入信号、反射信号和传输信号的关系图，在测量的频率范围内对输入的信号进行扫描就可以获得被测器件的频率响应特性，图2为矢量网络分析仪在测量的频率范围内对输入的信号进行扫描得到被测器件的频率响应特性的示意图，在测量接收机中使用带通滤波器可以把噪声和不需要的信号从测量结果中去掉，提高测量精度。

因此，需要一种通过能够精确的测量被测量器件的频域特性，以及时域冲击响应，通过冲击响应的峰值位置测到精确的故障位置的时域测距方法及装置。

发明内容

根据本发明的一个方面，本发明提供的时域测距方法，包括以下步骤：

S110，通过测试电缆向待测器件发送一组等时序间隔的测试信号，以获取反射信号；

S120，对反射信号进行时域加窗，时域加窗后的反射信号变换到频域，求得频域反射信号的频域峰值点，频域峰值点的幅度和相位即反射信号的幅度和相位；

S130，集齐所有反射信号的幅度和相位，将所有反射信号的幅度和相位组成频域复数序列；

S140，频域复数序列变换到时域，得到时域冲击响应，并计算时域冲击响应的峰值点位置；

S150，根据时域冲击响应的峰值点位置计算最大延时距离。

本发明的时域测距方法，在步骤S110之前，还包括：

S100，将测试信号转换为模拟信号。

本发明的时域测距方法还包括以下步骤：

S111，接收反射信号，对反射信号进行模拟信号滤波，滤除远端噪声和杂散信号；

S112，模拟信号滤波后的反射信号转换为数字信号；

S113，对转换后的反射信号进行数字信号滤波，滤除近端噪声和杂散信号。

在步骤S120中，对时域加窗后的反射信号进行归一化。

本发明的时域测距方法还包括以下步骤：

S121，判定是否集齐所有反射信号的幅度和相位，当没有集齐所有反射信号的幅度和相位时，返回步骤S120，当集齐所有反射信号的幅度和相位时，进行步骤S130。

在步骤S120中，对反射信号的幅度和相位进行频域加窗。

在步骤S110中，测试信号为已知频点的单音信号。

在步骤S111中，通过抗混叠滤波器对反射信号进行模拟信号滤波。

根据本发明的另一个方面，本发明提供的时域测距装置，包括：

测试信号输入模块，用于通过测试电缆向待测器件发送一组等间隔的测试信号，以获取反射信号，并将反射信号传输至反射信号分析模块；

反射信号分析模块，用于接收反射信号，对反射信号进行时域加窗，将加窗后的反射信号变换到频域，求得频域反射信号的频域峰值点，频域峰值点的幅度和相位即反射信号的幅度和相位，并将所述反射信号的幅度和相位传输至频域序列组成模块；

频域序列组成模块，用于接收反射信号的幅度和相位，将所有反射信号的幅度和相位组成频域复数序列，并将频域复数序列传输至IFFT模块；

IFFT模块，用于接收所述频域复数序列，将所述频域复数序列变换到时域，得到时域冲击响应，并计算时域冲击响应的峰值点位置，将所述时域冲击响应的峰值点位置传输至最大延时距离计算模块；

最大延时距离计算模块，用于接收所述时域冲击响应的峰值点位置，根据所述时域冲击响应的峰值点位置计算最大延时距离。

本发明的时域测距装置还包括：

模数转换模块，用于将测试信号转换为模拟信号；

模拟信号滤波模块，用于接收反射信号，对反射信号进行滤波，滤除远端噪声和杂散信号，并将滤波后的反射信号传输至模数转换模块；

模数转换模块，用于接收滤波后的反射信号，将所述滤波后的反射信号转换为数字信号，并将转换后的反射信号传输至数字信号滤波模块；

数字信号滤波模块，用于接收所述转换后的反射信号，对所述转换后的反射信号进行滤波，滤除近端噪声和杂散信号，并将滤波后的反射信号传输至反射信号分析模块；

集齐判定模块，用于接收反射信号的幅度和相位，判定是否集齐所述反射信号的幅度和相位，当没有集齐所有反射信号的幅度和相位时，返回所述反射信号分析模块，当集齐所述所有反射信号的幅度和相位时，将所述所有反射信号的幅度和相位发送至频域序列组成模块。

本发明与现有技术相比，具有以下优点：

1.本发明的时域测距方法通过能够精确的测量被测量器件的频域特性，以及时域冲击响应，通过冲击响应的峰值位置测到精确的故障位置，方法简单，测量准确，具有很大的实用性。

2.本发明的时域测距装置包括反射信号归一化模块，使得信号加窗后幅度归一，保证测量信号的幅度不受干扰。

3.测试信号的频点不可能无限大，需要截断频率以在一定范围内测量，会在时域上产生抖动，在频域上加窗，能够减少抖动的大小。

上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，而可依照说明书的内容予以实施，并且为了让本发明的上述和其它目的、特征和优点能够更明显易懂，以下特举本发明的具体实施方式。

附图说明

通过阅读下文优选实施方式的详细描述，各种其他的优点和益处对于本领域普通技术人员将变得清楚明了。附图仅用于示出优选实施方式的目的，而并不认为是对本发明的设置。而且在整个附图中，用相同的参考符号表示相同的部件。在附图中：

图1为矢量网络分析仪测量被测件频率响应时输入信号、反射信号和传输信号的关系图；

图2为矢量网络分析仪在测量的频率范围内对输入的信号进行扫描得到被测器件的频率响应特性的示意图；

图3为本发明的时域测距方法的流程图；

图4为本发明的反射信号的波形图；

图5为本发明的反射信号时域加窗的波形图；

图6为本发明的时域测距方法测定的反射信号的相位与预设相位的误差的示意图；

图7为本发明的时域测距方法测定的反射信号的幅度与预设幅度的误差示意图；

图8为频域中截断响应的样本的示意图；

图9为截断在时域中引起振铃的示意图；

图10为截断时间响应与单位阶跃函数比较的示意图；

图11为应用不同的窗函数时频率响应的示意图；

图12为将图16中的窗函数应用于1级滤波器响应的示意图；

图13为应用窗函数与不应用窗函数的时间响应对比示意图；

图14为本发明的扫频频率信号的幅频特性示意图；

图15为本发明的扫频频率信号的相频特性示意图；

图16为本发明的时域冲激响应示意图；

图17为连续函数和离散采样函数的示意图；

图18为由离散采样函数引起混叠响应的示意图；

图19为本发明的时域测距装置的结构示意图。

具体实施方式

下面将参照附图更详细地描述本公开的示例性实施例。虽然附图中显示了本公开的示例性实施例，然而应当理解，可以以各种形式实现本公开而不应被这里阐述的实施例所设置。相反，提供这些实施例是为了能够更透彻地理解本公开，并且能够将本公开的范围完整的传达给本领域的技术人员。

本技术领域技术人员可以理解，除非特意声明，这里使用的单数形式“一”、“一个”、“所述”和“该”也可包括复数形式。应该进一步理解的是，本发明的说明书中使用的措辞“包括”是指存在所述特征、整数、步骤、操作、元件和/或组件，但是并不排除存在或添加一个或多个其他特征、整数、步骤、操作、元件、组件和/或它们的组。

本技术领域技术人员可以理解，除非另外定义，这里使用的所有术语(包括技术术语和科学术语)，具有与本发明所属领域中的普通技术人员的一般理解相同的意义。还应该理解的是，诸如通用字典中定义的那些术语，应该被理解为具有与现有技术的上下文中的意义一致的意义，并且除非被特定定义，否则不会用理想化或过于正式的含义来解释。

为了解决电缆内由于阻抗失配而产生纹波，能够获得电缆内所有频率点反射相加在一起的反射，该反射是整条传输线上所有部分的复合响应，却无法获得电缆内大反射的发生位置，因而无法快速定位例如电缆是否开路以及开路位置的问题，因此，本发明提供能够在时域快速定位电缆是否开路以及开路位置的时域测距方法及装置。

本发明提供了一种时域测距方法及装置，频域和时域之间的关系可以通过傅立叶理论来描述，通过对使用VNA获得的反射和传输频率响应特性H，之后综合所有频点的幅频、相频特性，并进行傅立叶逆变换IFFT，可以获得时域上的冲激响应特性，从而获取测距信号。

图3为本发明的时域测距方法的流程图，如图3所示，本发明提供的时域测距方法，包括：

S100，通过模数转换模块将数字测试信号转换为模拟信号；

S110，向待测器件发送一组等时序间隔的模拟测试信号，测试信号为已知频点的单音信号(f0，f1(f0+df)，f2(f0+2df)…f_end)，测试信号为扫频信号，扫频间隔df决定了最终系统时域冲击响应的范围，fend决定了系统时域冲击响应的精度，以获取反射信号，图4为本发明的反射信号的波形图，被测装置的不理想会导致通过被测装置后的单音信号中有噪声加入；

S111，接收反射信号，通过抗混叠滤波器对反射信号进行模拟信号滤波，滤除远端噪声和杂散信号；

S112，模拟信号滤波后的反射信号转换为数字信号，模拟信号滤波模块可以为抗混叠滤波器；

S113，对转换后的反射信号进行数字信号滤波，滤除近端噪声和杂散信号，模数转换模块采集反射信号，不仅前面要有抗混叠滤波器，并且采集到数字部分后，还要有数字滤波器来削除杂散，数字滤波器可以设计得非常陡峭，对于测量幅度相位，效果能有较大改善；

S120，对数字信号滤波后的反射信号进行时域加窗，图5为本发明的反射信号时域加窗的波形图，其中，时域加窗的算法如下：

win＝hanning(length(ch1)).'；

trix＝ch1.*win；

将时域加窗后的反射信号变换到频域fftapx，

fftapx＝fft(apx(:))./sqrt(N)；求得频域上的峰值点，也就是这个单音所在位置，求得这个单音的幅度amp和相位pos

[amp,pos]＝max(abs(fftapx))；

pha_fft＝mod(phase(fftapx(pos))-(pi/2),2*pi)；

图6为本发明的时域测距方法测定的反射信号的相位与预设相位的误差的示意图，图7为本发明的时域测距方法测定的反射信号的幅度与预设幅度的误差示意图，参见图6和图7，相位和幅度的误差小；

并求得频域反射信号的频域峰值点，该频域峰值点的幅度和相位即反射信号的幅度和相位；

S121，判定是否集齐所有反射信号的幅度和相位，当没有集齐所有反射信号的幅度和相位时，返回步骤S120；

S130，当集齐所有反射信号的幅度和相位时，将所有反射信号的幅度amplist和相位phalist_rad组成频域复数序列Stim_f_x，Stim_f_x＝amplist.*exp(li.*phalist_rad)；

S140，频域复数序列变换到时域ts_data＝ifft(Stim_f_x，length(Stim_f_x))，得到时域冲击响应，并计算时域冲击响应的峰值点位置peak_pos；

S150，根据时域冲击响应的峰值点位置计算最大延时距离。

在步骤S120中，对时域加窗后的反射信号进行归一化。为了确保时域变换的值保留其物理意义，进行某种定标和再归一化。例如，无延迟的理想开路电路的频率响应对所有频率其值都应该为1。它的逆变换是一个三角函数。然而，当数据被采样和施加了窗口处理以后，开路电路响应的时域变换将被窗函数展宽，而不返回原来单位高度(高度为1)的冲激。因此，必须进行再归一化，以保证开路电路的时域响应具有唯一的值。

在步骤S120中，对反射信号的幅度和相位进行频域加窗。在频域加窗是因为，对于现实中的测量而言，可用的数据样本会受到测量设备频率响应的限制。由于测量扫频是在一定频率范围内而非无限大范围的频率进行扫频，因此，数据在数据样本的末端被截断，图8为频域中截断响应的样本的示意图，图9为截断在时域中引起振铃的示意图，图10为截断时间响应与单位阶跃函数比较的示意图，如图8所示(对原函数与矩形窗口的乘积进行傅立叶逆变换(IFFT)可以代表矢量网络分析仪在进行时域变换时截断数据所产生的影响)。截断效应在时域中会引起振铃并具有Sin(x)/x形式的响应，相当于频率加矩形窗(点乘)，在时域上表明和SINC函数卷积，如图9所示。图10中将截断时间响应与单位阶跃函数进行了比较。

本发明提出首先进行扫频，如果扫频引起的振铃无法进行有效判别，则需要加大扫频范围。同时考虑在频域加窗。数据截断效应会把振铃加到时域数据上，所形成的旁瓣有时高到足以使它们能遮蔽被测器件(DUT)的某些响应。可以应用窗函数，它逐步减小频率响应并控制在截断过程中形成的旁瓣。然而，窗函数也有降低响应的鲜明性、展宽冲激和拉平曲线斜度的作用，从而会降低变换的分辨率并使频率响应的过渡部分产生失真。在确定窗函数时，在选择旁瓣的高度与响应的分辨率之间要考虑某种程度的折衷。图11为应用不同的窗函数时频率响应的示意图，图12为将图16中的窗函数应用于1级滤波器响应的示意图，图13为应用窗函数与不应用窗函数的时间响应对比示意图。

实施例

条件：f0＝300KHZ，扫频截止频率f_end＝19.5GHZ，按照df＝3.046828125M为扫频精度进行扫频，一共扫频SAO_ALL＝6401个频点，图14为本发明的扫频频率信号的幅频特性示意图，图15为本发明的扫频频率信号的相频特性示意图。

计算时间测量范围--频率扫描间隔的倒数

T_ns＝1/(detf/10^9)；

T_ns＝328ns，

也可以计算时间分辨率--最高测量频率的倒数

DETT_ns＝1/(f_end/10^9)；

DETT_ns＝0.05ns，

从而可以确定整个扫频的信号反映的时间精度和测量范围如下

TT＝0:DETT_ns:length(ts_data).*DETT_ns-DETT_ns；

从而指导整个时域冲击响应图如图16，图16为本发明的时域冲激响应示意图，如图16所示，根据时间精度和时域峰值点计算最大时延点dealyT：

[data,pos]＝max(abs(ts_data))；

dealyT＝pos.*DETT_ns；％％％最大时延点

dealyT＝16.87ns

最后，根据光速和介质参数得到时延距离：

dd＝dealyT*10^(-9)/2.*c.*lamd；

c为光速，c＝3*10^8，精确值为2.997925x 108m/s，

lamd＝0.7；％％％光在杂质中的传播速度变换系数(大多数使用聚乙烯介质的电缆的相对速度变换系数是0.66，聚四氟乙烯介质的相对速度变换系数是0.7)

dd＝1.775米。

为了防止时域上采样混叠，保证足够大的最大测量范围，防止其他范围的信号混叠进入本时延内。本发明通过减少数据之间的df，保证时域信号的冲击响应不会混叠。混叠的产生是因为频域数据的采集是在离散频率点而不是在连续频率上进行的。采样功能的结果是每个时域响应都以1/df秒重复，也就是采样的时间范围。(根据数学理论，冲激和采样功能的傅立叶逆变换卷积就产生了每1/df秒的重复)。傅立叶变换应用于连续函数，而矢量网络分析仪的时域变换则必须应用于离散数据。考察这个问题的一种途径是假定测得的数据为连续响应数据的采样型式。频率采样可以想像为均匀分布在测量频率范围上的一些数据点，如图所示。频率采样会产生许多和原函数图像一样的、称为混叠的图像，混叠以1/(频率步长)的重复间隔出现。图17为连续函数和离散采样函数的示意图，图18为由离散采样函数引起混叠响应的示意图。

参见图17和图18，时间段df决定了测量范围，它等于响应重复之间的时间间隔。无混叠的测量范围与测试点的数量成正比，与频率跨度成反比。为了增大测量范围，增加测试点的数量和(或)减小频率跨度。这两种测试设置的改变都会减小数据点之间的df，因而增大时域测量的范围。最大测量范围还取决于被测试器件的损耗，为了使响应成为无混叠的响应，来自被测网络的再反射必须在无混叠产生的时间间隔内降至最低。如果在无混叠范围之外存在大的反射响应，则它们将会作为混叠出现在无混叠范围内。如果在增加了测试点数之后观察到响应在时间轴上发生了移动，这很可能是一个混叠响应。

测量范围(米)＝(1/df)*Vf*c

式中:df＝频率步长(等于频率跨度/测试点数)

Vf＝传输线的速度变换系数

c＝光速＝3x 108m/s(精确值为2.997925x 108m/s)

本发明的时域测距方法通过能够精确的测量被测量器件的频域特性，以及时域冲击响应，通过冲击响应的峰值位置测到精确的故障位置，方法简单，测量准确，具有很大的实用性。

图19为本发明的时域测距装置的结构示意图，如图19所示，本发明提供的时域测距装置，包括：

模数转换模块，用于将测试信号转换为模拟信号；

测试信号输入模块，用于通过测试电缆向待测器件发送一组等间隔的测试信号，以获取反射信号，并将反射信号传输至反射信号分析模块；

模拟信号滤波模块，用于接收反射信号，对反射信号进行滤波，滤除远端噪声和杂散信号，并将滤波后的反射信号传输至模数转换模块；

模数转换模块，用于接收滤波后的反射信号，将所述滤波后的反射信号转换为数字信号，并将转换后的反射信号传输至数字信号滤波模块；

数字信号滤波模块，用于接收所述转换后的反射信号，对所述转换后的反射信号进行滤波，滤除近端噪声和杂散信号，并将滤波后的反射信号传输至反射信号分析模块；

反射信号分析模块，用于接收反射信号，对反射信号进行时域加窗，将加窗后的反射信号变换到频域，求得频域反射信号的频域峰值点，频域峰值点的幅度和相位即反射信号的幅度和相位，并将所述反射信号的幅度和相位传输至集齐判定模块；

集齐判定模块，用于接收反射信号的幅度和相位，判定是否集齐所述反射信号的幅度和相位，当没有集齐所有反射信号的幅度和相位时，返回所述反射信号分析模块，当集齐所述所有反射信号的幅度和相位时，将所述所有反射信号的幅度和相位发送至频域序列组成模块。

频域序列组成模块，用于接收反射信号的幅度和相位，将所有反射信号的幅度和相位组成频域复数序列，并将频域复数序列传输至IFFT模块；

IFFT模块，用于接收所述频域复数序列，将所述频域复数序列变换到时域，得到时域冲击响应，并计算时域冲击响应的峰值点位置，将所述时域冲击响应的峰值点位置传输至最大延时距离计算模块；

最大延时距离计算模块，用于接收所述时域冲击响应的峰值点位置，根据所述时域冲击响应的峰值点位置计算最大延时距离。

以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，其中所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部模块来实现本实施例方案的目的。本领域普通技术人员在不付出创造性的劳动的情况下，即可以理解并实施。

通过以上的实施方式的描述，本领域的技术人员可以清楚地了解到各实施方式可借助软件加必需的通用硬件平台的方式来实现，当然也可以通过硬件。基于这样的理解，上述技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品可以存储在计算机可读存储介质中，如ROM/RAM、磁碟、光盘等，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行各个实施例或者实施例的某些部分所述的方法。

此外，本领域的技术人员能够理解，尽管在此的一些实施例包括其它实施例中所包括的某些特征而不是其它特征，但是不同实施例的特征的组合意味着处于本发明的范围之内并且形成不同的实施例。例如，在下面的权利要求书中，所要求保护的实施例的任意之一都可以以任意的组合方式来使用。

最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (10)

1.一种时域测距方法，其特征在于，包括以下步骤：

S110，通过测试电缆向待测器件发送一组等时序间隔的测试信号，以获取反射信号；

S120，对反射信号进行时域加窗，时域加窗后的反射信号变换到频域，求得频域反射信号的频域峰值点，频域峰值点的幅度和相位即反射信号的幅度和相位；

S130，集齐所有反射信号的幅度和相位，将所有反射信号的幅度和相位组成频域复数序列；

S140，频域复数序列变换到时域，得到时域冲击响应，并计算时域冲击响应的峰值点位置；

S150，根据时域冲击响应的峰值点位置计算最大延时距离。

2.根据权利要求1所述的时域测距方法，其特征在于，在步骤S110之前，还包括以下步骤：

S100，将测试信号转换为模拟信号。

3.根据权利要求2所述的时域测距方法，其特征在于，还包括以下步骤：

S111，接收反射信号，对反射信号进行模拟信号滤波，滤除远端噪声和杂散信号；

S112，模拟信号滤波后的反射信号转换为数字信号；

S113，对转换后的反射信号进行数字信号滤波，滤除近端噪声和杂散信号。

4.根据权利要求3所述的时域测距方法，其特征在于，在步骤S120中，对时域加窗后的反射信号进行归一化。

5.根据权利要求4所述的时域测距方法，其特征在于，还包括以下步骤：

S121，判定是否集齐所有反射信号的幅度和相位，当没有集齐所有反射信号的幅度和相位时，返回步骤S120，当集齐所有反射信号的幅度和相位时，进行步骤S130。

6.根据权利要求5所述的时域测距方法，其特征在于，在步骤S120中，对反射信号的幅度和相位进行频域加窗。

7.根据权利要求6所述的时域测距方法，其特征在于，在步骤S110中，所述测试信号为已知频点的单音信号。

8.根据权利要求7所述的时域测距方法，其特征在于，在步骤S111中，通过抗混叠滤波器对反射信号进行模拟信号滤波。

9.一种时域测距装置，其特征在于，包括：

测试信号输入模块，用于通过测试电缆向待测器件发送一组等间隔的模拟测试信号，以获取反射信号，并将反射信号传输至反射信号分析模块；

反射信号分析模块，用于接收反射信号，对反射信号进行时域加窗，将加窗后的反射信号变换到频域，求得频域反射信号的频域峰值点，频域峰值点的幅度和相位即反射信号的幅度和相位，并将所述反射信号的幅度和相位传输至频域序列组成模块；

频域序列组成模块，用于接收反射信号的幅度和相位，将所有反射信号的幅度和相位组成频域复数序列，并将频域复数序列传输至IFFT模块；

IFFT模块，用于接收频域复数序列，将所述频域复数序列变换到时域，得到时域冲击响应，并计算时域冲击响应的峰值点位置，将所述时域冲击响应的峰值点位置传输至最大延时距离计算模块；

最大延时距离计算模块，用于接收所述时域冲击响应的峰值点位置，根据所述时域冲击响应的峰值点位置计算最大延时距离。

10.根据权利要求9所述的时域测距装置，其特征在于，还包括：

模数转换模块，用于将数字测试信号转换为模拟测试信号；

模拟信号滤波模块，用于接收反射信号，对反射信号进行滤波，滤除远端噪声和杂散信号，并将滤波后的反射信号传输至模数转换模块；

模数转换模块，用于接收滤波后的反射信号，将所述滤波后的反射信号转换为数字信号，并将转换后的反射信号传输至数字信号滤波模块；

数字信号滤波模块，用于接收所述转换后的反射信号，对所述转换后的反射信号进行滤波，滤除近端噪声和杂散信号，并将滤波后的反射信号传输至反射信号分析模块；

集齐判定模块，用于接收反射信号的幅度和相位，判定是否集齐所述反射信号的幅度和相位，当没有集齐所有反射信号的幅度和相位时，返回所述反射信号分析模块，当集齐所述所有反射信号的幅度和相位时，将所述所有反射信号的幅度和相位发送至频域序列组成模块。