CN107437906B - 一种直流母线电压控制的无刷电机换相方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种直流母线电压控制的无刷电机换相方法。本发明的技术方案要点为：根据微分方程计算补偿电压，在电机非换相阶段，根据补偿电压对电容充电；在电机换相阶段，电容与电源串联向电机供电提高母线电压。换相期间电容向电机提供能量，电容电压下降，换相结束时，母线电压U_dc刚好保持在4E+3IR，其中E为反电动势，I为相电流平均值，R为电机绕组电阻。即在整个换相阶段，电机始终处于低速运行状态。在此阶段，使用传统的PWM方法调制逆变器，从而有效抑制换相转矩脉动。本发明在在整个换相阶段使用与电机正常导通时相同的控制策略控制逆变器，简化了控制器的设计，提高了系统的稳定性，具有良好的工程应用前景。

Description

一种直流母线电压控制的无刷电机换相方法

技术领域

本发明属于无刷直流电机控制领域,具体涉及一种直流母线电压控制的无刷电机换相方法。

背景技术

电机是以磁场为媒介进行机械能和电能相互转换的电磁装置。电机行业是一个传统的行业,经过多年的发展,它己经成为现代生产、生活中不可或缺的核心、基础,是国民经济中重要的一环。而随着生产现代化程度的不断提高和人们对家用电器、汽车等消费的不断增加,市场对电机的需求也越来越大。电动机主要分为同步电动机、异步电动机与直流电动机三种,其容量小至几瓦,大至上万瓦。不同的电机有不同的应用场合,随着电机制造技术的不断发展和对电机工作原理研究的不断深入,目前还出现了许多新型的电机。例如,美国公司研制的无槽无刷直流电动机,日本公司研制的小功率混合式步进电机,我国自行研制适用于工业机床和电动自行车的大力矩低转速电机等。近年来,转子采用永磁结构、主电路采用功率器件的无刷直流电机得到了很大的发展。

大功率无刷直流电机一般采用晶闸管作为功率器件,习惯上称为无换向器电机在低速、环境恶劣和有一定调速性能要求的场合有着广泛的应用前景,如钢厂的轧机。小功率无刷直流电机主要应用于工厂自动化和办公自动化方面,如计算机外设复印机和家用电器中,它正在迅速取代传统的直流电机和异步电机年代以来,在高精度的数控设备中相当多的采用了永磁同步无刷电机交流伺服电机以取代宽调速的直流伺服电机,特别是在机器人和机械手的驱动中,无刷直流电机的应用相当多。近年来,采用交流无刷电机代替异步电机作为机床的主轴直接驱动也已成为新的研究和应用热点。

无刷直流电动机的控制有别于有刷直流电动机或交流感应电机,它需要一些位置传感信息来选择正确的换流顺序。传统的无刷直流电动机通过位置传感器信息来选择正确的换流顺序。但是位置传感器的存在,增加了无刷直流电动机的重量和结构尺寸,不利于电机小型化同时,传感器的安装精度和灵敏度直接影响电机的运行性能。另一方面,由于传输线太多,容易引入干扰信号由于是硬件采集信号,更降低了系统的可靠性。针对位置传感器所带来的种种不利影响,为适应无刷直流电动机的进一步发展,无位置传感器控制技术应运而生。近年来,无刷直流电动机的无位置传感器控制一直是国内外较为热门的研究课题。无位置传感器无刷直流电机的控制是指不依赖位置传感器,通过另外的方式得到转子的位置信号、确定逆变器功率管的切换,进而对定子绕组进行换相,保持定子电流和反电势在相位上的严格同步的一种控制方式。在无 位置传感器的控制方式中,研究的核心问题主要是如何通过软件和硬件的方法,构建转子状态量的检测电路。由于可以直接测量到的一般只有相电压和相电流两个量,因此,国内外目前所提出的控制方法绝大部分是基于以上两个观测量的。

无刷直流电机因其良好的调速性能已经被广泛应用于各种工业领域，例如汽车电子、医疗器械、工业自动化设备和仪器仪表等。但是，换相转矩脉动严重限制了其应用范围。根据文献研究，无刷直流电机高速运行时，如果忽略电机绕组电阻，当母线电压小于4倍反电动势时，调制逆变器的功率开关，无法抑制换相转矩脉动。目前抑制直流无刷电机换相转矩脉动的方法种类繁多，开关变换器法是其中之一。开关变换器法是在电源与逆变器之间引入各种拓扑结构的开关变换器，当电机进入换相阶段时，开关变换器代替电源向逆变器供电，使母线电压等于4倍反电动势，从而有效的抑制换相转矩脉动。

目前，很多种拓扑结构的开关变换器已经被应用到抑制无刷直流电机的换相转矩脉动，例如CUK、SEPIC、Z-SOURCE等结构，在抑制转矩方面获得了良好的性能。在现有技术中，专利CN201310041153.6与本发明有相似结构但不完全相同，专利CN201310041153.6在换相时需使用开关切换但本发明并不需要。

发明内容

本发明涉及一种直流母线电压控制的无刷电机换相方法。在电机非换相阶段，根据本发明提供的计算方法计算出的电压值对电容充电；换相阶段，充电电容与电源串联向逆变器供电。在整个换相阶段，电机始终处于低速运行状态，即导通相电流的上升速度大于关断相电流的下降速度。在这个阶段使用与电机正常导通时相同的控制策略控制逆变器，既可以有效抑制换相转矩脉动还可以简化控制器设计。

本发明的目的是通过下列技术方案来实现：

一种直流母线电压控制的无刷电机换相方法，其特征在于包括非换相阶段和换相阶段，具体包括如下步骤：

(1)判断电机处于换相阶段还是非换相阶段，如果电机处于非换相阶段，功率开关S1截止、功率开关S2导通，对电容C1充电；当电容C1电压达到U_E时，功率开关S1截止、功率开关S2截止，停止对电容C1充电，等待进入换相阶段；当检测到换相信号时，电机进入换相阶段，此时按照换相阶段的方法进行控制。

(2)如果电机处于换相阶段，计算换相时间t_f，并且开始计时；同时，导通功率开关S1，功率开关S2保持截止，将电容C1串联入母线；换相结束时，将换相时间t_f复位；母线电压U_dc恰好下降至4E+3IR时，电机重新进入正常导通阶段，再根据正常导通阶段方法进行控制。

所述的步骤(1)具体包括：所述的U_E符合以下公式

E为反电动势，I为相电流平均值，R为电机绕组电阻，L为电机绕组电感，U_S为电源电压。

所述的步骤(2)具体包括：

换相时间t_f满足如下公式：

E为反电动势，I为相电流平均值，R为电机绕组电阻，L为电机绕组电感。

在电机非换相阶段，根据公式对电容C1进行充电；换相阶段，充电电容C1与电源U_S串联向逆变器供电。

整个换相阶段，电机始终处于低速运行状态，使用传统的PWM方法调制逆变器。

本发明的有益效果在于：与现有技术相比，本发明保证电机在换相阶段和正常导通阶段使用相同的逆变器调制策略，避免了传统方法中换相阶段和正常导通阶段不同调制方法的切换，简化了控制器的设计，而且提高了系统的稳定性。

附图说明

图1为直流无刷电机换相转矩脉动抑制装置结构图；

图2为转矩脉动抑制过程流程图；

图3为开关S1导通电机导通阶段电路原理图；

图4为开关S1关断电机导通阶段电路原理图；

图5为电机换相阶段电路原理图；

图6为1500r/min时电容C1充电时序图；

图7为1500r/min时使用本发明的电流、转矩波形图；

图8为2000r/min时电容C1充电时序图；

图9为2000r/min时使用本发明的电流、转矩波形图；

图10为本发明采用无刷直流电机的参数。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步说明：

上文使用了本发明公式然而并未做具体分析，下面对本发明公式的计算方面进行详细推导。

以电机A-C相换相至B-C相为例分析。换相阶段三相绕组的电压方程如下：

其中，u_A、u_B、u_C为A、B、C相端电压，i_A、i_B、i_C为A、B、C相电流，e_A、e_B、e_C为A、B、C相反电动势，R为绕组电阻，L为绕组电感，u_N为电机中点电压，U_S为电源电压。

假设电机绕组的反电动势具有120°电角度的理想梯形波，则A、B、C相反电动势e_A＝e_B＝E，e_C＝-E，由式(1)-(3)可以得到电机中点电压表达式

将(4)带入(1)、(2)、(3)得到A、B相电流表达式

当t＝0时，A相电流从稳态值I开始下降，B相电流从0开始上升，将i_A＝I、i_B＝0代入(5)、(6)，解出

c₁＝U_S+2E+3RI

c₂＝2(E-U_S)

根据目前文献的研究，电机高速运行时，关断相电流i_A降为0时，导通相电流i_B还未达 到稳态值I。相电流i_A降为0的时刻t₁

此时，B相电流为

i_B＝2I(U_S-E) (7)

由于绕组是星形联结，则A、B、C相电流i_A+i_B+i_C＝0。电磁转矩为

当i_A＝0时，(8)式为

换相前转矩为

本发明中，衡量换相转矩波动采用转矩波动率ΔT。波动率定义为转矩变化的差值与换相前稳态转矩值之比

为了抑制换相转矩脉动，换相前后转矩需要保持恒定，即转矩波动率ΔT＝0。

将B相电流(7)代入(9)得

U_S＝4E+3IR

可以得出结论：换相阶段，如果电源U_S＝4E+3IR，换相前后转矩保持恒定(E为反电动势，I为相电流平均值，R为电机绕组电阻)。

在电机换相阶段，电容C1向电机供电，电压近似线型下降。下面，以电机A-C相换相至B-C相为例分析。换相阶段三相绕组的电压方程如下：

其中，u_A、u_B、u_C为A、B、C相端电压，i_A、i_B、i_C为A、B、C相电流，e_A、e_B、e_C为A、B、C相反电动势，R为绕组电阻，L为绕组电感，u_N为电机中点电压，U_S为电源电压，u_C1为电容C1电压。

三相反电动势的平顶宽度为120°，而且换相持续时间很短，假设换相阶段三相反电动势都为常数，即e_A＝e_B＝E，e_C＝-E，由式(10)-(12)可得

B相绕组相电流表达式

式(13)(14)代入式(11)得

令

则式(15)化简为

式(16)的通解为

式中c₃、c₄为任意常数。

将式(17)中的使用泰勒公式展开，并且忽略高次项，化简为

式(18)中，m、n、k、c₃、c₄为常数，所以u_C1为一次函数。由于电容C1电压在换相阶段向电机提供能量，所以u_C1电压在换相阶段线性下降。

由于电容C1电压u_C1在换相阶段线性下降，所以假设电容C1电压方程为

u_C1＝at+b (19)

将式(19)代入式(10)、(11)，则A、B相电流

为了减小电机换相阶段的转矩脉动，A、B相电流需要同时到达稳态，即A相电流从稳态值I降为0的时间和B相电流从0达到稳态值I相等。除此之外，还要保证换相结束时，电容C1电压u_C1与电源电压u_S之和等于4E+3IR(E为反电动势，I为相电流平均值，R为电机绕组电阻)。具体计算方法如下：

在换相时间t_f内：相电流i_A从稳态值I降为0，则

在换相时间t_f内：相电流i_B从0达到稳态值I，则

在换相时间t_f内：电容C1电压u_C1在t_f时间内，补偿电压U_E下降至4E+3IR-U_S，则

联立(22)、(23)、(24)，得

此时，B相电流表达式

补偿电压U_E为

U_E＝4E-U_S+3IR (26)

从U_E的数学表达式看出，电容C1在整个换相阶段电压维持恒定。实际工作中，电容向负载供电，势必导致电压下降。无刷直流电动机的换相过程的换流时间通常在毫秒级，换相持续时间很短，电容电压下降不会很大。除此之外，在解方程过程中，使用泰勒公式将幂级数化简为一次多项式。这种方法虽然简化了计算过程，但不可避免的引入了误差。基于以上两点原因，可以得出结论：由于计算过程中使用泰勒公式简化电压方程，导致电容电压的下降幅度被忽略。

为了计算电机换相阶段，电容C1电压下降幅值，本发明使用公式计算换相阶段电容C1电压下降幅值Δu_C1，Δu_C1计算过程如下：

补偿电压U_E为

综上所述，电机在正常导通阶段，根据公式对电容C1充电；换相阶段，将电容C1与电源串联向电机供电，并且使用正常导通阶段的控制方法，可以 有效抑制换相转矩脉动。

图1为直流无刷电机换相转矩脉动抑制装置结构图。其中AC为三相交流电源，R1为全桥整流器，R2为全桥逆变器。以A-C相换相到B-C相为例。非换相阶段，功率开关S2导通，功率开关S1截止，根据公式对电容C1充电，充电结束后，功率开关S2截止，变压器T1将电容C1充电阶段储存的能量传送至电容C2，电容C2电压上升。当电容C2电压高于母线电压U_dc时，变压器T1传送的能量回馈至母线被重新使用。换相开始时，功率开关S1导通，功率开关S2截止，二极管D1截止，电容C1串联入母线向电机供电，如图4所示。换相阶段，电容C1电压下降，换相结束时，母线电压U_dc刚好下降到4E+3IR，其中E为反电动势，I为相电流平均值，R为电机绕组电阻，即整个换相阶段电机处于低速运行阶段，此时使用传统的PWM即可有效抑制换相转矩脉动。

无刷直流电机运行在两两导通方式下，以A-C换相到B-C为例。在非换相阶段，根据公式对电容C1充电；在换相阶段，电容C1与电源U_S串联为电机供电，电容C1电压下降，换相结束时，母线电压U_dc刚好下降到4E+3IR，其中E为反电动势，I为相电流平均值，R为电机绕组电阻，在整个换相阶段使用传统的PWM可有效抑制换相转矩脉动。

图5为电机转速1500r/min时，电容C1的充电时序图。此时反电动势E＝93V，根据公式计算出换相开始前将电容C1充电至U_E＝94.94V；根据公式计算出电机换相阶段电容C1电压下降Δu＝13.76V。从图5中可以看出，当S1＝1，S2＝0时，电机处于换相阶段，在换相时间T1内，电容C1放电，电压u_C1从95V下降至81.3V；当S1＝0，S2＝1时，电机处于非换相阶段，在时间T2内对C1充电，电压u_C1被充电至95V。从仿真波形中可以看出，仿真过程中电容C1的充放电幅值与公式计算值一致。

图6为使用本发明的电流、1500r/min转矩波形图。根据公式 计算出换相开始时母线电压U_dc＝395V。从图5中可以看出，在换相开始时，母线电压U_dc＝395V。换相阶段，母线电压U_dc下降Δu＝13.7V。从电流的波形图可以看出，换相电流i_A下降速率和i_B上升速率一致，非换相电流i_C在换相前后保持恒定，换相转矩脉动基本消失。

图7为电机转速2000r/min时，电容C1的充电时序图。此时反电动势E＝124V，根据公式计算出换相开始前将电容C1充电至U_E＝215.7V；根据公式计算出电机换相阶段电容C1电压下降Δu＝10.6V。从图6中可以看出，当S1＝1，S2＝0时，电机处于电机换相阶段，在换相时间T1内，电容C1放电，电压u_C1从215V下降至203.3V；当S1＝0，S2＝1时，电机处于非换相阶段，在时间T2内对C1充电，电压u_C1被充电至215V。从仿真波形中可以看出，仿真过程中电容C1的充放电幅值与公式计算值一致。

图8为使用本发明的电流、2000r/min转矩波形图。根据公式计算出换相开始时母线电压U_dc＝515.7V。从图7中可以看出，在换相开始时，母线电压U_dc＝515V。换相阶段，母线电压U_dc下降Δu＝11.7V。从电流的波形图可以看出，换相电流i_A、i_B下降速率和上升速率一致，非换相电流i_C在换相前后保持恒定，换相转矩脉动基本消失。

本方法使用微分方程的方法计算电容C1补偿电压，在电机正常导通阶段对电容充电，换相阶段将充电电容串联入母线，从而使电机在换相阶段始终处于低速运行阶段，使用传统的PWM方法抑制换相转矩脉动。与现有技术相比，本发明保证电机在换相阶段和正常导通阶段使用相同的逆变器调制策略，避免了传统方法中换相阶段和正常导通阶段不同调制方法的切换，简化了控制器的设计，而且提高了系统的稳定性。

本发明实施例用来解释本发明，而不是对本发明进行限制，在发明的精神和权利要求的保护范围内，对本发明做出的任何修改和改变，都落入本发明的保护范围。

Claims (4)

1.一种直流无刷电机换相转矩脉动抑制装置的直流母线电压控制策略，其特征在于：包括非换相阶段和换相阶段，具体包括如下步骤：

(1)判断电机处于换相阶段还是非换相阶段，如果电机处于非换相阶段，功率开关S1截止、功率开关S2导通，对电容C1充电；当电容C1电压达到UE时，功率开关S1截止、功率开关S2截止，停止对电容C1充电，等待进入换相阶段；当检测到换相信号时，电机进入换相阶段，此时按照换相阶段的方法进行控制；电容C1与电源串联，功率开关S1、功率开关S2并联连接电容C1；功率开关S1连接全桥整流器R1，功率开关S2连接变压器T1；

(2)如果电机处于换相阶段，计算换相时间tf，并且开始计时；同时，导通功率开关S1，功率开关S2保持截止，将电容C1串联入母线；换相结束时，将换相时间tf复位；母线电压Udc恰好下降至4E+3IR时，电机重新进入正常导通阶段，再根据正常导通阶段方法进行控制；

所述的步骤(1)具体包括：所述的UE符合以下公式

E为反电动势，I为相电流平均值，R为电机绕组电阻，L为电机绕组电感，US为电源电压。

2.根据权利要求1所述的一种直流无刷电机换相转矩脉动抑制装置的直流母线电压控制策略，其特征在于，所述的步骤(2)具体包括：

换相时间tf满足如下公式：

E为反电动势，I为相电流平均值，R为电机绕组电阻，L为电机绕组电感。

3.据权利要求1所述的一种直流无刷电机换相转矩脉动抑制装置的直流母线电压控制策略，其特征在于：

在电机非换相阶段，对电容充电；换相阶段，充电电容与电源串联向逆变器供电。

4.据权利要求1所述的一种直流无刷电机换相转矩脉动抑制装置的直流母线电压控制策略，其特征在于：

整个换相阶段，电机始终处于低速运行状态，使用PWM方法调制逆变器。