CN107294548A - 一种罗兰c发射机主电路及其发射波形生成方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供的一种罗兰C发射机主电路及其发射波形产生方法，该主电路包括：多个D类固态功放单元、多个合成变压器和匹配调谐单元。通过多个D类固态功放单元和多个合成变压器，合成与参考激励电压波形一致的阶梯电压波形，以及通过匹配调谐单元将合成的阶梯电压波形生成发射的罗兰C电流波形。由于D类固态功放单元本身的高效率特性，使得发射机的整体效率大为改善；还可以将D类固态功放单元与合成变压器通过串并联的组合扩容方式，实现不同功率等级要求，例如100kW到2MW级别，针对不同需求发射机在工程实现上不需要重复设计。同时也使得罗兰C发射机在整个罗兰脉冲时间段都可以实现全数字化阶梯波合成。

Description

一种罗兰C发射机主电路及其发射波形生成方法
技术领域
本发明涉及无线电信号发射领域，更具体地，涉及一种罗兰C发射机主电路及其发射波形生成方法。
背景技术
罗兰的全称是远程导航，罗兰C是一种远程双曲线无线电导航系统，作用距离可达2000公里，中心频率为100kHz，包络线为指数状的相位调制脉冲，成为现代无线电定位、导航、授时系统所广泛采用的国际标准无线电信号。它成功地解决了周期识别问题并采用了比相、多脉冲编码和相关检测等技术，成为陆、海、空通用的一种导航定位系统。罗兰C系统由设在地面的1个主台与2～3个副台合成的台链和飞机上的接收设备组成。测定主、副台发射的两个脉冲信号的时间差和两个脉冲信号中载频的相位差，即可获得飞机到主、副台的距离差。距离差保持不变的航迹是一条双曲线；再测定飞机对主台和另一副台的距离差，可得另一条双曲线。根据两条双曲线的交点可以定出飞机的位置，这一位置由显示装置以数据形式显示出来。
罗兰C无线电导航系统在80年代以前是主流的远程导航和授时系统，使用非常广泛。随着天基卫星导航系统问世，包括GPS和北斗导航，罗兰C系统的关注度降低。但是如果把GPS卫星导航系统作为唯一导航定位授时的手段是错误和危险的，因为GPS卫星导航系统主要依靠天基卫星，存在损坏不易修复的风险，而且传播到地面的卫星信号容易被遮挡而衰减，在一些复杂地形和热带雨林地区信号质量差，卫星信号也容易受到敌对方干扰，在战时存在很高风险。
罗兰C发射机则是无线电定位、导航和授时系统的核心环节。其发射功率、脉冲相位和波形的准确度直接影响到无线电导航和长波授时系统的覆盖范围及定位、授时精度。而当前国内正在运行的罗兰C 发射机是中电20所在仿制美国Megapulse公司的Accufix7500型发射机的基础上研制的基于半周磁脉冲发生器的第一代固态发射机。这种罗兰C发射机存在效率较低的问题，只在开始的四个半周时间内产生激励电流，采用一种较为复杂的间接调控罗兰波形的方式，极大地限制了基于罗兰C的无线电导航和授时系统性能指标的提升。
发明内容
针对上述的技术问题，本发明提供一种罗兰C发射机主电路及其发射波形生成方法。
第一方面，本发明提供一种罗兰C发射机主电路，包括：多个 D类固态功放单元、与所述D类固态功放单元对应的多个合成变压器，还包括匹配调谐单元；每个所述D类固态功放单元的输入端并联连接到直流电源、输出端与对应的所述合成变压器的输入端相连；所述多个合成变压器的输出端串联后与所述匹配调谐单元的输入端相连；所述D类固态功放单元和所述合成变压器用于合成与参考激励电压波形一致的阶梯电压波形；所述匹配调谐单元用于将所述合成的阶梯电压波形生成发射的罗兰C电流波形。
其中，所述匹配调谐单元包括匹配变压器和调谐电感；所述匹配变压器与所述多个合成变压器串联后的输出端相连，用于将所述发射天线的等效阻抗与D类固态功放单元组的额定输出阻抗相匹配；所述调谐电感与发射天线的等效阻抗串联构成天线调谐回路，用于对所述合成的阶梯电压波形进行滤波调谐处理后，生成发射的罗兰C电流波形。
其中，所述D类固态功放单元为由四个全控型功率开关器件构成的全桥电路；全控型功率开关器件中三极管的源极和漏极之间反向并联一个二极管；第一三极管(Q1)与第二三极管(Q2)串联，第四三极管(Q4)与第三三极管(Q3)串联；第一三极管(Q1)与第四三极管(Q4)的源极均与直流电压的一极相连，第二三极管(Q2) 与第三三极管(Q3)的漏极均与直流电压的另一极相连；第一三极管(Q1)的漏极经合成变压器与第三三极管(Q3)的源极相连，第四三极管(Q4)的漏极经合成变压器与第二三极管(Q2)的源极相连。
其中，所述D类固态功放单元的工作模式包括激励模式、切出模式和阻尼模式；所述激励模式为第一三极管(Q1)和第三三极管 (Q3)，第四三极管(Q4)和第二三极管(Q2)轮流导通，用于罗兰C电流波形包络线的上升沿阶段，直流源始终流向所述天线调谐回路输出功率，所述D类固态功放单元处于逆变状态；所述切出模式为第一三极管(Q1)和第四三极管(Q4)关断，第二三极管(Q2) 和第三三极管(Q3)导通，电流流经第二三极管(Q2)和第三三极管(Q3)形成闭合回路，所述D类固态功放单元处于关断切出状态；所述阻尼模式为所述四个三极管均停止驱动，用于罗兰C电流波形包络线的下降沿阶段，电流流经与三极管反向并联的二极管回流至直流源，所述D类固态功放单元处于整流状态。
其中，所述三极管为MOS管或绝缘栅双极型晶体管。
第二方面，本发明提供一种罗兰C发射机主电路的发射波形生成方法，包括：S1，驱动每个D类固态功放单元和每个合成变压器，以合成与参考激励电压波形一致的阶梯电压波形；S2，匹配调谐单元将所述合成的阶梯电压波形生成发射的罗兰C电流波形。
其中，所述S1还包括：将参考激励电压幅值与直流电压相除，根据相除结果确定工作在激励模式或阻尼模式的D类固态功放单元数量。
其中，所述S2包括：通过设定匹配变压器的变比，使D类固态功放单元的额定输出阻抗与发射天线的等效阻抗相匹配；根据发射天线的容性电抗大小，调节调谐电感线圈的电感量，使天线调谐回路谐振。
其中，所述参考激励电压由调谐电感、发射天线等效阻抗和所要生成的罗兰C电流波形决定。
其中，所述罗兰C电流波形的函数为：
相应地，所述参考激励电压波形的函数为：
其中为相位编码，取值为0或π；τ为罗兰脉冲上升到峰值点所需要的时间；Llp＝2Lt，Lt为调谐电感的电感量；RA为发射天线等效阻抗；f0为中心频率100kHz。
本发明提供的一种罗兰C发射机主电路及其发射波形生成方法，通过主电路中的多个D类固态功放单元和多个合成变压器，合成与参考激励电压波形一致的阶梯电压波形，以及通过匹配调谐单元将合成的阶梯电压波形生成发射的罗兰C电流波形。由于D类固态功放单元本身的高效率特性，另外在罗兰脉冲下降沿时间段采用了有源阻尼回收能量的模式，使得发射机的整体效率大为改善；还可以将D类固态功放单元与合成变压器通过串并联的组合扩容方式，实现不同功率等级要求，例如100kW到2MW级别，针对不同需求发射机在工程实现上不需要重复设计。同时也使得罗兰C发射机在整个罗兰脉冲时间段都可以实现全数字化阶梯波合成。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例提供的罗兰C发射机主电路的结构图；
图2为图1所述的罗兰C发射机主电路中匹配调谐单元的结构图；
图3为图1所述的罗兰C发射机主电路中D类固态功放单元的结构图；
图4为图3所述的D类固态功放单元的工作模式原理图；
图5为图2所述的匹配调谐单元中的天线调谐回路等效的低通滤波回路；
图6为本发明实施例提供的罗兰C发射机主电路的发射波形生成方法的流程框图；
图7为本发明实施例提供的合成阶梯电压波形与罗兰C电流波形的仿真图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
从2010年起朝鲜对韩国进行GPS干扰的强度和持续时间在不断提高，这迫使韩国政府不得不开始发展和部署增强型“罗兰” (eLoran)系统。处在长波段的罗兰C无线电波具有传输稳定、传播损耗小、抗干扰能力强等特点，考虑到上述原因，基于地面发射台站的罗兰无线电导航系统则是对天基卫星导航系统的最好补充和增强。
我国的自主无线电导航系统：长河II号罗兰导航系统，由于体制、台址设置和罗兰C发射机技术老旧等原因，存在定位精度低，在某些海域有盲区和定位不稳定问题。为了降低我国北斗导航系统的风险，非常有必要采取最新技术进一步提升和完善现有的长河二号系统的性能。另外，为了满足对高精度授时服务的需求，我国相关部门正在筹划更高精度和更大覆盖能力的新一代授时系统。此系统基于增强型罗兰C脉冲信号体制，形成覆盖全部国土面积的高精度授时网络，重点区域授时精度要求达到百纳秒。
图1为本发明实施例提供的罗兰C发射机主电路的结构图，如图1所示，该主电路包括：多个D类固态功放单元101、与所述D 类固态功放单元对应的多个合成变压器102，还包括匹配调谐单元 103；每个所述D类固态功放单元101的输入端并联连接到所述直流电源、输出端与对应的所述合成变压器102的输入端相连；所述多个合成变压器102的输出端串联后与所述匹配调谐单元103的输入端相连；所述D类固态功放单元101和所述合成变压器102用于合成与参考激励电压波形一致的阶梯电压波形；所述匹配调谐单元103 用于将所述合成的阶梯电压波形生成发射的罗兰C电流波形。
其中，主电路(Power Circuit)是指在电器设备或电力系统中，直接承担电能的交换或控制任务的电路。
其中，功率放大器(power amplifier)简称“功放”，是指在给定失真率条件下，能产生最大功率输出以驱动某一负载(例如扬声器)的放大器。D类(数字音频功率)放大器是一种将输入模拟音频信号或PCM数字信息变换成PWM(脉冲宽度调制)或PDM(脉冲密度调制)的脉冲信号，然后用PWM或PDM的脉冲信号去控制大功率开关器件通/断音频功率放大器，也称为开关放大器。D类功放的效率高，通常能够达到85％以上；体积小，可以比模拟的放大电路节省很大的空间；无裂噪声接通；低失真，频率响应曲线好；外围元器件少，便于设计调试。固态功放模块是指具有放大作用的电路，集成封装在一起，起到放大信号的作用。
其中，变压器(Transformer)是利用电磁感应的原理来改变交流电压的装置，主要构件是初级线圈、次级线圈和铁芯(磁芯)。主要功能有：电压变换、电流变换、阻抗变换、隔离、稳压(磁饱和变压器)等。按用途可以分为：电力变压器和特殊变压器(电炉变、整流变、工频试验变压器、调压器、矿用变、音频变压器、中频变压器、高频变压器、冲击变压器、仪用变压器、电子变压器、电抗器、互感器等)。电路符号常用T当作编号的开头，例如，T1，T2 等。
其中，激励电压是物理学概念，为了观测一个电路系统的特性而输入到电路中的各种电信号就是激励信号，激励信号的电压就是激励电压。
具体地，罗兰C发射机主电路包括：多个D类固态功放单元101、多个合成变压器102和匹配调谐单元103，且D类固态功放单元101 和合成变压器102的数量一致，本发明实施例中合成变压器102的功能为电压合成和变换。例如，主电路包括3个D类固态功放单元 101和3个合成变压器102，则直流电源同时为该3个D类固态功放单元101提供稳定的直流电压Vd，通过将D类固态功放单元101的输出端正接、反接或者短路，可以输出±Vd或者0V电压。然后电压输出至合成变压器102，通过将合成变压器102的输出端串联，最终输出与参考激励电压波一致的阶梯电压波。合成的阶梯电压波形输送至匹配调谐单元103，匹配调谐单元103对该合成的阶梯电压波形进行处理，例如，对该合成的阶梯电压波形进行滤波调谐处理，对天线电抗进行补偿等，然后在天线上生成罗兰C电流波形，向空中发射罗兰信号。
在本发明实施例中，通过在主电路中设置多个D类固态功放单元、多个合成变压器和匹配调谐单元，多个D类固态功放单元和多个合成变压器合成与参考激励电压波形一致的阶梯电压波形，以及通过匹配调谐单元对该合成的阶梯电压波形进行处理后，生成发射的罗兰C电流波形。由于D类固态功放单元本身的高效率特性，使得发射机的整体效率大为改善；还可以将D类固态功放单元与合成变压器通过串并联的组合扩容方式，实现不同功率等级要求，例如 100kW到2MW级别，针对不同需求发射机在工程实现上不需要重复设计。同时也使得罗兰C发射机在整个罗兰脉冲时间段都可以实现全数字化阶梯波合成。
在上述实施例的基础上，结合图2，所述匹配调谐单元102包括：匹配变压器221和调谐电感222；所述匹配变压器221与所述多个合成变压器102串联后的输出端相连，用于将发射天线的等效阻抗223 与D类固态功放单元101的额定输出阻抗相匹配；所述调谐电感222 与所述发射天线等效阻抗223串联构成天线调谐回路，用于对所述合成的阶梯电压波形进行滤波调谐处理后，生成发射的罗兰C电流波形。
其中，阻抗是电路或设备对电流的阻力，输出阻抗是在出口处测得的阻抗。阻抗越小，驱动更大负载的能力就越高。输出阻抗 (output impedance)含独立电源网络输出端口的等效电压源(戴维南等效电路)或等效电流源(诺顿等效电路)的内阻抗，其值等于独立电源置零时，从输出端口视入的输入阻抗。
其中，阻抗匹配(impedance matching)是指信号源内阻与所接传输线的特性阻抗大小相等且相位相同，或传输线的特性阻抗与所接负载阻抗的大小相等且相位相同，分别称为传输线的输入端或输出端处于阻抗匹配状态，简称为阻抗匹配。否则，便称为阻抗失配。有时也直接叫做匹配或失配。
其中，滤波(Wave filtering)是将信号中特定波段频率滤除的操作，是抑制和防止干扰的一项重要措施。滤波分为经典滤波和现代滤波。
其中，调谐是指调节一个振荡电路的频率使它与另一个正在发生振荡的振荡电路(或电磁波)发生谐振。
具体地，罗兰C发射机主电路中的匹配调谐单元102包括：匹配变压器221和调谐电感222，本发明实施例中匹配变压器的功能为阻抗变换。当D类固态功放单元101和合成变压器102合成与参考激励电压波形一致的阶梯电压波形后，阶梯电压波形会激励匹配调谐单元102。此时匹配调谐单元102中的匹配变压器221通过设定其自身的变比，来实现由多个D类固态功放单元101构成的D类固态功放单元组的额定输出阻抗与发送天线的等效阻抗223相匹配。然后在由调谐电感222和发射天线等效阻抗223串联构成的天线调谐回路中，通过根据发射天线容性电抗的大小，调节调谐电感222线圈的电感量，来实现天线调谐回路谐振，即对合成的阶梯电压波形进行滤波和调谐处理，从而在发射天线端生成罗兰C电流波形，以向空中发送罗兰C信号。同时天线调谐回路的Q值在20-60之间，天线调谐回路等效为高Q值的LC二阶带通滤波器，起到抑制D类固态功放单元101输出电流的高次谐波作用。
在本发明实施例中，在匹配调谐单元中设置匹配变压器和调谐电感，通过调节匹配变压器使得D类固态功放单元输出的额定阻抗与发射天线的等效阻抗相匹配；以及通过调节调谐电感的电感量对合成的阶梯电压波形进行滤波调谐处理，以使在发射天线端产生罗兰C电流波形。
在上述实施例的基础上，参考图3，所述D类固态功放单元101 为由四个全控型功率开关器件构成的全桥电路；全控型功率开关器件中三极管的源极和漏极之间反向并联一个二极管；第一三极管Q1 与第二三极管Q2串联，第四三极管Q4与第三三极管Q3串联；第一三极管Q1与第四三极管Q4的源极均与直流电压的一极相连，第二三极管Q2与第三三极管Q3的漏极均与直流电压的另一极相连；第一三极管Q1的漏极经合成变压器与第三三极管Q3的源极相连，第四三极管Q4的漏极经合成变压器与第二三极管Q2的源极相连。所述三极管为全控型开关器件，例如MOS管或绝缘栅双极型晶体管。
其中，全控性器件为通过控制信号既可以控制其导通，又可以控制其关断的电力电子器件被称为全控型器件，又称为自关断器件。
具体地，如图3所示，D类固态功放单元101为由四个全控性功率开关器件构成的全桥电路，全控型功率开关器件工作在开关状态时，两队成对角的第一三极管Q1和第三三极管Q3，第二三极管 Q2和第四三极管Q4轮流导通，将D类固态功放单元输出端正接、反接，或者第二三极管Q2和第三三极管Q3导通使功放输出端短路，可以控制D类固态功放单元输出±Vd或0V电压。D类固态功放单元采用的MOS管或IGBT，其中，MOS管开关时间在几十个ns量级，并且由寄生电感和电容决定，具有重复性和确定性。从触发MOS 管到生成射频信号的延迟时间是一个相对恒定的值。这种延迟作用可以通过反馈控制加以补偿。因此脉冲相位抖动将限制在1ns量级水平，从而发射罗兰C的相位波形控制精度得到提升，在百纳秒以内。
在本发明实施例中，D类固态功放单元为由四个全控型功率开关器件构成的全桥电路，可以调节输出电流的值；以及三极管采用的MOS管或IGBT，使得脉冲相位抖动将限制在ns量级水平，提升了时间控制精度，因此提高了对发射波形的控制能力，罗兰波形相位的精度也随之提升。
在上述实施例的基础上，参考图4，所述D类固态功放单元的工作模式包括激励模式、切出模式和阻尼模式。如图4(a)所示，所述激励模式为第一三极管Q1和第三三极管Q3，第四三极管Q4 和第二三极管Q2轮流导通，用于罗兰C电流波形包络线的上升沿阶段，直流源始终流向所述天线调谐回路输出功率，所述D类固态功放单元处于逆变状态；如图4(b)所示，所述切出模式为第一三极管Q1和第四三极管Q4关断，第二三极管Q2和第三三极管Q3 导通，电流流经第二三极管Q2和第三三极管Q3形成闭合回路，所述D类固态功放单元处于关断切出状态；如图4(c)所示，所述阻尼模式为所述四个三极管均停止驱动，用于罗兰C电流波形包络线的下降沿阶段，电流流经与三极管反向并联的二极管回流至直流源，所述D类固态功放单元处于整流状态。
具体地，如图4(a)所示，在激励模式下，两队成对角的第一三极管Q1和第三三极管Q3，第二三极管Q2和第四三极管Q4轮流导通，将输出端正接或者反接，输入直流源使D类固态功放单元211 输出正电压或负电压方波波形。此模式用于在罗兰C电流波形包络线的上升沿阶段，直流电源始终向发送天线输出功率，起到激励天线调谐回路的作用。
如图4(b)所示，在切出模式下，第一三极管Q1和第四三极管Q4为关断状态，第二三极管Q2和第三三极管Q3为开通状态。 D类固态功放单元211保持关断切出状态，输出电压始终为零，合成变压器212的输入端呈短路状态，原边绕组电流流经第二三极管 Q2和第三三极管Q3形成闭合回路。发射机内被停止工作的D类固态功放单元均采取此种模式，切出到功率合成回路之外。
如图4(c)所示，在阻尼模式下，所有的三极管均停止驱动，电流通过与第三三极管Q3和第一三极管Q1反向并联的二极管回流到直流电源，或者，电流通过与第二三极管Q2和第四三极管Q4反向并联的二极管回流到直流电源，此时D类固态功放单元为整流状态。此模式用于罗兰C电流波形包络线的下降沿阶段，回收天线调谐回路的储存能量，起到有源阻尼作用。
根据所要生成的罗兰C电流波形确定好参考激励电压后，则根据参考激励电压与直流电压确定工作在激励模式或者阻尼模式的D 类固态功放单元的数量。将参考激励电压幅值与直流电压相除，将相除结果取整，确定工作在激励模式或者阻尼模式的D类固态功放单元211的数量，例如，工作在激励模式或者阻尼模式的D类固态功放单元的数量为2，则其余的D类固态功放单元均处于切除模式。直流电源为所有D类固态功放单元211提供稳定的直流电压。驱动四个全控性功率开关器件，使D类固态功放单元211工作在不同模式，将D类固态功放单元输出端正接或者反接后输入直流源，或者输出端短路，即可控制D类固态功放单元输出±Vd或0V电压。所有D类固态功放单元211的输入端并联，其输出端与对应的合成变压器212的输入端相连，经合成变压器212合成，所有合成变压器 212的输出端串联，输出与激励电压波形一致的阶梯电压波形。该合成的阶梯电压波形经匹配调谐单元102滤波调谐处理后，在发射天线端生成罗兰C电流波形，以向空中发射罗兰C电流波形。
在本发明实施例中，通过调节D类固态功放单元的工作模式，可以合成与激励电压波形一致的阶梯电压波形，为生成罗兰C电流波形提供基础，从而达到提高发射机对罗兰C电流波形的控制能力，使得罗兰C电流波形的相位精度也随之提升。另外在罗兰脉冲下降沿时间段采用了有源阻尼回收能量的模式，使得发射机的整体效率大为改善。
图6本发明实施例提供的罗兰C发射机主电路的发射波形生成方法的流程框图，如图6所示，该方法包括：S1，驱动每个D类固态功放单元和每个合成变压器，以合成与参考激励电压波形一致的阶梯电压波形；S2，匹配调谐单元将所述合成的阶梯电压波形生成发射的罗兰C电流波形。
具体地，基于罗兰C发射机主电路生成所要发射的罗兰C电流波形时，按照给定的参考激励电压波形，驱动工作在不同状态的D 类固态功放单元，通过将D类固态功放单元的输出端正接、反接或者短路，输出±Vd或者0V电压。直流电压经并联的D类固态功放单元后，输出至与D类固态功放单元相连的合成变压器，在合成变压器内合成，所有合成变压器的输出端串联，输出与参考激励电压波形一致的阶梯电压波形。然后阶梯电压波形输送至匹配调谐单元，经匹配调谐单元中的匹配变压器进行阻抗匹配，以及通过匹配调谐单元中的调谐电感进行滤波调谐处理后，在发射天线端生成罗兰C 电流波形。
在本发明实施例中，通过D类固态功放单元和合成变压器合成与参考激励电压波形一致的阶梯电压波形，以及通过匹配调谐单元将合成的阶梯电压波形生成发射的罗兰C电流波形。由于D类固态功放单元本身的高效率特性，使得发射机的整体效率大为改善；还可以将D类固态功放单元与合成变压器通过串并联的组合扩容方式，实现不同功率等级要求，例如100kW到2MW级别，针对不同需求发射机在工程实现上不需要重复设计。同时也使得罗兰C发射机在整个罗兰脉冲时间段都可以实现全数字化阶梯波合成。
在上述实施例的基础上，所述S1还包括：将参考激励电压幅值与直流电压相除，根据相除结果确定工作在激励模式或阻尼模式的 D类固态功放单元数量。参考激励电压由调谐电感、发射天线等效阻抗和所要生成罗兰C发射天线电流波形决定。
具体地，在驱动D类固态功放单元前，根据参考激励电压幅值和直流电压的相除结果，确定工作在激励模式或者阻尼模式的D类固态功放单元的数量。而参考激励电压由调谐电感、发射天线等效阻抗和所要生成罗兰C发射天线电流波形决定。例如，若相除结果为3.4，则确定工作在激励模式或者阻尼模式的D类固态功放单元的数量为3；若相除结果为5.7，则确定工作在激励模式或者阻尼模式的D类固态功放单元的数量为6。根据确定的工作在激励模式或者阻尼模式的D类固态功放单元的数量，可以得出工作在切出模式的 D类固态功放单元的数量，再根据确定的工作在不同模式的D类固态功放单元的数量，驱动所有D类固态功放单元。则D类固态功放单元和合成变压器可以合成与激励电压波形一致的阶梯电压波形，然后将合成的阶梯电压波形输送至匹配调谐单元进行处理，最后在发射天线端产生罗兰C电流波形。
在本发明实施例中，通过根据参考激励电压幅值与直流电压的相除结果，确定工作在激励模式或者阻尼模式的D类固态功放单元的数量，使得D类固态功放单元能够合成与参考激励电压波形一致的阶梯电压波形，为产生罗兰C电流波形提供基础。
在上述实施例的基础上，所述S2包括：通过设定匹配变压器的变比，使D类固态功放单元的额定输出阻抗与发射天线的等效阻抗相匹配；根据发射天线的容性电抗大小，调节调谐电感线圈的电感量，使天线调谐回路谐振。
其中，变比(transformationratio)包括变压器变比、电压互感器变比和电流互感器变比，是变压器或电压互感器一次绕组与二次绕组之间的电压比或电流互感器一次绕组与二次绕组之间的电流比。变比是变压器设计时计算误差的一个概念，一般的变比大于3时，误差需小于百分之0.5；变比小于等于3时，误差需小于百分之 1。
其中，电抗是指电感或电容在电路中对交流电的阻碍作用。阻抗即电阻与电抗的总合，用数学形式表示为：Z即阻抗，单位为欧姆Ω；R为电阻，单位为欧姆Ω；X为电抗，单位为欧姆Ω； j是虚数单位；当X>0时，称为感性电抗；当X＝0时，电抗为0；当X<0时，称为容性电抗。
具体地，D类固态功放单元和合成变压器合成的阶梯电压波形输送至匹配调谐单元后，通过设定匹配调谐单元中的匹配变压器的变比，使得D类固态功放单元的额定输出阻抗与发射天线的等效阻抗相匹配；以及通过调节匹配调谐单元中的调谐电感线圈的电感量，使得由调谐电感和发射天线等效阻抗组成的天线调谐回路谐振，即对阶梯电压波形进程滤波和调谐处理。同时天线调谐回路的Q值在 20-60之间，天线调谐回路等效为高Q值LC二阶带通滤波器，起到抑制D类固态功放单元输出电流的高次谐波的作用。从而在发射天线端生成标准的罗兰C电流波形。
在本发明实施例中，通过调节匹配变压器的变比使得D类固态功放单元输出的额定阻抗与发射天线的等效阻抗相匹配；以及D类固态功放单元合成的阶梯电压波形，经天线调谐回路的滤波调谐处理后，在发射天线端产生标准的罗兰C电流波形。
在上述实施例的基础上，所述罗兰C电流波形的函数为：
相应地，所述参考激励电压波形的函数为：
其中为相位编码，取值为0或π；τ为罗兰脉冲上升到峰值点所需要的时间；Llp＝2Lt；RA为天线电阻；f0为中心频率100kHz。
具体地，结合如图5所示的天线调谐回路的等效电路模型，说明在发射天线上产生罗兰C电流波形所需要的参考激励电压波Vsyn的函数形式。调节图2所示的匹配调谐单元LC串联回路中的调谐电感的电感量Lt，使其自由谐振频率为则LC串联回路的带宽为Δfbp＝f0/Q。由于Q值较高，导致LC串联回路的带宽Δfbp＜20kHz。为了分析参考激励电压波Vsyn的包络线通过天线调谐回路的变化趋势，忽略高频成分，将LC串联回路等效变换为LR 低通滤波回路，如图5所示。
如图5所示的天线调谐回路的等效低通滤波电路模型，其中低通滤波电感Llp＝2Lt。标准罗兰C电流波形也进行低通等效变换，去掉高频成分，针对罗兰信号的包络线进行分析。罗兰信号的包络线可由下述公式表述：
其中，τ为罗兰脉冲上升到峰值点所需要的时间。如图4所示的等效低通滤波电路在s域表示为：
Vsyn(s)＝(Llps+RA)IA(s) (2)
所需的参考激励电压Vsyn的包络线在s域的表现形式为：
将上述s域方程变回到时域，则得到天线调谐回路所需要加载的参考激励电压波形的包络线时域表达式为：
考虑参考激励电压波形的高频成分，则得到完整的参考激励电压波形为：
从上面分析可看出，因为发射天线带宽(f0/Q)小于罗兰信号带宽(20kHz)，所以给定的参考激励电压波形并不能直接采用罗兰波形形式，为了使得发射天线获得罗兰C电流波形，需要对输入到天线调谐回路的参考激励电压波形进行调整，调整后的波形函数如公式(5)所示。
以下对本发明实施例进行举例说明，但不限制本发明的保护范围。取发射天线的等效阻抗RA＝2.5Ω，天线调谐回路的Q＝55，合成变压器和匹配变压器的变比为1，直流电压Vd＝480V，D类固态功放单元个数为32个。对所述匹配调谐单元进行了建模仿真，仿真中激励源为由D类固态功放单元和合成变压器合成的阶梯电压波信号，其包络线函数参照公式(4)。
根据天线调谐回路参数，按照包络线公式(4)计算出在每个 100kHz周期内参考激励电压幅值大小。将参考激励电压幅值与直流电源电压Vd相除，按照四舍五入的方法取整。按照取整结果，确定工作在激励模式或者阻尼模式的D类固态功放单元的数量，其他不参与波形合成的D类固态功放单元则处于切出模式，输出零电压。
合成的阶梯电压波形如图7所示，在一个完整的罗兰脉冲周期时间长度内，共25个100kHz的射频周期序列。触发工作的D类固态功放单元的数量序列分别为：17、29、32、27、18、12、6、2、 -2、-4、-4、-6、-6、-6、-6、-4、-4、-4、-4、-2、-2、-2、-2、-2、 -2，其中，正号表示前8个射频周期中参与激励模式的D类固态功放单元数量；负号表示后17个射频周期中参与阻尼(回收能量)模式的D类固态功放单元数量。
图7中振荡正弦曲线则为经过天线调谐回路处理后，输出的罗兰C电流波形：
从仿真波形可看出，在T1时间段，发射机输出的合成阶梯电压波形vsyn与罗兰C电流波形iA同相位，发射机向天线调谐回路输出功率。而在T2时间段，改变阶梯电压波形vsyn相位，恰好与罗兰C电流波形iA反相，使得天线调谐回路向发射机回馈功率，从而起到阻尼作用，保证罗兰C信号下降沿的幅值缓慢下降。这就是基于D类固态功放单元的能量回收技术，采用此种方式发射罗兰信号，在阻尼阶段没有能量损耗，从而使得发射机的效率提升70％以上。
上述各实施例提供的罗兰C发射机主电路及其发射波形生成方法，该罗兰C发射机在整个罗兰脉冲时间段都可以实现全数字化阶梯波合成，另外D类固态功放单元采用的MOS管或者IGBT，使得开关速度比可控硅要快很多，将脉冲相位抖动限制在ns量级水平，提升了时间控制精度。因此提高了对发射波形的控制能力，罗兰波形相位的精度也随之提升。并且D类固态功放单元本身具有高效率的特性，以及在阻尼阶段采用能量回收式的有源阻尼技术，取代了无源阻尼电阻消耗功率的方式，使得系统整体效率可提升70％以上，降低了对输入电源容量和散热冷却的要求。该主电路还可以通过串并联的组合扩容方式，实现不同功率等级要求，例如100kW到2MW 级别，针对不同要求发射机在工程实现上不需要重复设计。
最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (10)

1.一种罗兰C发射机主电路，其特征在于，包括：多个D类固态功放单元、与所述D类固态功放单元对应的多个合成变压器，还包括匹配调谐单元；
每个所述D类固态功放单元的输入端并联连接到直流电源、输出端与对应的所述合成变压器的输入端相连；所述多个合成变压器的输出端串联后与所述匹配调谐单元的输入端相连；
所述D类固态功放单元和所述合成变压器用于合成与参考激励电压波形一致的阶梯电压波形；
所述匹配调谐单元用于将所述合成的阶梯电压波形生成发射的罗兰C电流波形。
2.根据权利要求1所述的主电路，其特征在于，所述匹配调谐单元包括匹配变压器和调谐电感；
所述匹配变压器与所述多个合成变压器串联后的输出端相连，用于将所述发射天线的等效阻抗与D类固态功放单元组的额定输出阻抗相匹配；
所述调谐电感与发射天线的等效阻抗串联构成天线调谐回路，用于对所述合成的阶梯电压波形进行滤波调谐处理后，生成发射的罗兰C电流波形。
3.根据权利要求1所述的主电路，其特征在于，所述D类固态功放单元为由四个全控型功率开关器件构成的全桥电路；
全控型功率开关器件中三极管的源极和漏极之间反向并联一个二极管；
第一三极管(Q1)与第二三极管(Q2)串联，第四三极管(Q4)与第三三极管(Q3)串联；第一三极管(Q1)与第四三极管(Q4)的源极均与直流电压的一极相连，第二三极管(Q2)与第三三极管(Q3)的漏极均与直流电压的另一极相连；第一三极管(Q1)的漏极经合成变压器与第三三极管(Q3)的源极相连，第四三极管(Q4)的漏极经合成变压器与第二三极管(Q2)的源极相连。
4.根据权利要求3所述的主电路，其特征在于，所述D类固态功放单元的工作模式包括激励模式、切出模式和阻尼模式；
所述激励模式为第一三极管(Q1)和第三三极管(Q3)，第四三极管(Q4)和第二三极管(Q2)轮流导通，用于罗兰C电流波形包络线的上升沿阶段，直流源始终流向所述天线调谐回路输出功率，所述D类固态功放单元处于逆变状态；
所述切出模式为第一三极管(Q1)和第四三极管(Q4)关断，第二三极管(Q2)和第三三极管(Q3)导通，电流流经第二三极管(Q2)和第三三极管(Q3)形成闭合回路，所述D类固态功放单元处于关断切出状态；
所述阻尼模式为所述四个三极管均停止驱动，用于罗兰C电流波形包络线的下降沿阶段，电流流经与三极管反向并联的二极管回流至直流源，所述D类固态功放单元处于整流状态。
5.根据权利要求3所述的主电路，其特征在于，所述三极管为MOS管或绝缘栅双极型晶体管。
6.一种罗兰C发射机主电路的发射波形生成方法，其特征在于，包括：
S1，驱动每个D类固态功放单元和每个合成变压器，以合成与参考激励电压波形一致的阶梯电压波形；
S2，匹配调谐单元将所述合成的阶梯电压波形生成发射的罗兰C电流波形。
7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述S1还包括：
将参考激励电压幅值与直流电压相除，根据相除结果确定工作在激励模式或阻尼模式的D类固态功放单元数量。
8.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述S2包括：
通过设定匹配变压器的变比，使D类固态功放单元的额定输出阻抗与发射天线的等效阻抗相匹配；
根据发射天线的容性电抗大小，调节调谐电感线圈的电感量，使天线调谐回路谐振。
9.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，所述参考激励电压由调谐电感、发射天线等效阻抗和所要生成的罗兰C电流波形决定。
10.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，所述罗兰C电流波形的函数为：
相应地，所述参考激励电压波形的函数为：
其中为相位编码，取值为0或π；τ为罗兰脉冲上升到峰值点所需要的时间；Llp＝2Lt，Lt为调谐电感的电感量；RA为发射天线的等效阻抗；f0为中心频率100kHz。
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