CN107270999A

CN107270999A - 一种雷达物位计测量电路

Info

Publication number: CN107270999A
Application number: CN201710482812.8A
Authority: CN
Inventors: 古军; 詹惠琴; 曾可
Original assignee: University of Electronic Science and Technology of China
Current assignee: University of Electronic Science and Technology of China
Priority date: 2017-06-22
Filing date: 2017-06-22
Publication date: 2017-10-20
Anticipated expiration: 2037-06-22
Also published as: CN107270999B

Abstract

本发明公开了一种雷达物位计测量电路，通过对处理器的重新设计，充分理由处理器的现有DAC、ADC、直接内存存取控制器DMA以及定时器，构建调制信号产生电路和差拍信号采集电路，达到调制信号输出与差拍信号采样的同步，这样只采集差拍信号有用部分，对存在回扫干扰信号进行隔离，克服回扫干扰信号的影响，提高测量精度。

Description

一种雷达物位计测量电路

技术领域

本发明属于物位测量技术领域，更为具体地讲，涉及一种雷达物位计测量电路。

背景技术

物位计(仪表)在工业生产过程中确保产品质量、经济效益和安全性发挥着重要的作用，例如石油化工厂、安全防汛部分等，目前物位(距离)测量原理采用较多的有脉冲雷达(PR)和调频连续波(FMCW)雷达。脉冲雷达利用脉冲时间差测量物位距离，但物位液面波动或者泡沫容易造成没有回波信号的情况。FMCW雷达利用调频连续波测量物位距离，抗干扰能力强，能够获取的目标特征信息更多。FMCW雷达测量原理不仅用于工业物位测量，还可以用于自动驾驶以及智能交通。从目前状况分析可知国内物位计技术含量低，测量精度低的主要原因是由于雷达前端模块的指标未能满足设计要求，尤其是回扫干扰信号对差拍信号的影响，使得对差拍信号主频频率的测量精度产生影响。

图1是FMCW雷达物位测量原理示意图。

如图1所示，FMCW雷达通过调制信号(调制信号产生电路产生)控制VCO(压控振荡器)输出雷达扫频信号，然后，通过分离器输出两路，一路通过天线作为发射信号发射到物料面，反射的回波信号经天线接收后作为接收信号送入混频器中，另一路作为发射信号直接输出给混频器。由于接收信号的时间延时，同一时刻的发射信号与接收信号存在固定的频率或相位差异，混频后输出的信号包含目标物体的特征信息，此混频信号称为差拍信号(BF)。然后差拍信号经过滤波放大、然后利用数字信号处理方法，提取差拍信号的主频频率精确值，从而计算物料液面高度(物位距离)。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提出一种雷达物位计测量电路，以克服回扫干扰信号的影响，提高测量精度。

为实现上述发明目的，本发明雷达物位计测量电路，包括：

雷达前端模块，由雷达收发器、发射天线以及接收天线构成；

基带模块，包括集控制和信号处理于一体的处理器、滤波模块和程控放模块；

首先处理器产生频率、幅度可控的调制信号作为雷达收发器中VCO的调制电压，使VCO产生周期可调、幅度可调的扫频信号；扫频信号经功分器分成两路，一路经过功率放大器后，通过发射天线作为发射信号发射到物料面，反射的回波信号经接收天线接收后作为接收信号，经低噪声放大器放大后送入雷达收发器中VCO的混频器，另一路扫频信号直接输出给混频器，这样通过前端混频收发信号后输出包含距离信息的差拍信号；

然后滤波模块滤除差拍信号的低频调制信号以及高频干扰信号，滤波后的差拍信号程控放模块放到适于ADC采集的范围内并送入处理器中的ADC，通过ADC采集差拍信号到处理器中的信号处理单元，通过差拍信号处理算法获得的差拍信号主频频率值，计算得到物位距离；

其特征在于，所述的处理器包括调制信号产生电路和差拍信号采集电路；

调制信号产生电路包括处理器内部的DAC、定时器TIM2以及直接内存存取控制器DMA1；当定时器TIM2产生调制信号数据读取时钟，则DAC产生DMA请求，从而直接内存存取控制器DMA1将锯齿波调制信号的波形数据直接传输给DAC进行转换；

差拍信号采集电路由处理器内部的ADC、定时器TIM1、定时器TIM3、定时器TIM4以及直接内存存取控制器DMA2组成；

定时器TIM1、定时器TIM2同步启动，定时器TIM1输出在启动后3个扫描周期后变为高电平，并维持一个扫描周期，然后变为低电平三个扫描周期再变为高电平，这样重复；定时器TIM2启动后，输出读取数据脉冲，以一个扫描周期读取完锯齿波调制信号的波形数据，然后，再循环读取；

定时器TIM1的输出控制定时器TIM3的使能，在定时器TIM1的输出变为高电平后，间隔时间m后变为高电平(m即锯齿波回扫总时间)，并在定时器TIM1的输出变为低电平时，也变为低电平；

定时器TIM3的输出使能定时器TIM4，使其在定时器TIM3的输出为高电平时输出差拍信号采集时钟给处理器内部的ADC，对差拍信号进行模数转换，转换结果通过直接内存存取控制器DMA2直接传输到内存单元进行数字信号处理。

本发明的目的是这样实现的。

本发明雷达物位计测量电路，通过对处理器的重新设计，充分理由处理器的现有DAC、ADC、直接内存存取控制器以及定时器，构建调制信号产生电路和差拍信号采集电路，达到调制信号输出与差拍信号采样的同步，这样只采集差拍信号有用部分，对存在回扫干扰信号进行隔离，克服回扫干扰信号的影响，提高测量精度。

附图说明

图1是FMCW雷达物位测量原理示意图；

图2是锯齿波扫频频率时间曲线图；

图3是三角波扫频频率时间曲线图；

图4是本发明雷达物位计测量电路一种具体实施方式原理示意图；

图5是VCO扫频频率回扫示意图；

图6是差拍信号的时域图；

图7是差拍信号的频域图；

图8是图4所示ARM处理中调制信号产生电路和差拍信号采集电路的原理示意图；

图9是定时器控制调制信号与采样同步的示意图；

图10是去回扫后差拍信号时域图；

图11是去回扫后差拍信号频域图；

图12是开环非线性校正原理图；

图13是偏置前后的调制信号图；

图14是校正前后的雷达扫频曲线图；

图15是拟合曲线及理想线性曲线图；

图16是校正后的VCO电调曲线图；

图17是非线性调制电压曲线图；

图18是DAC产生偏置后的实际锯齿波波形图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式进行描述，以便本领域的技术人员更好地理解本发明。需要特别提醒注意的是，在以下的描述中，当已知功能和设计的详细描述也许会淡化本发明的主要内容时，这些描述在这里将被忽略。

1、调制信号的选取

目前线性调频常用的调制信号有锯齿波和三角波，锯齿波用于测量目标的距离，三角波可用于测量目标的距离、速度、方向等。当测量静止目标时，锯齿波和三角波调制的扫频频率曲线如图2和3所示。

以锯齿波调制方式为例，假设静止目标距离为R，由于微波在空气中传播的时间延时，因此发射信号F_T与接受信号F_R在时间轴上会产生时间差τ，该差值直接导致收发信号混频后输出的差拍信号的频率恒定为f_D。根据光速传播和三角原理推导出：

其中T为锯齿波重复周期f_T＝1/T，f_D为差拍信号的频率，B为VCO发射频率的变化范围即扫频带宽，c为光速。同理，三角波调制方式测量静止目标物体的距离时，推导出的目标距离与差拍信号频率的关系式为：

通过式(2)和(3)可知，测量目标的距离与差拍信号的频率成正比，FMCW测量最主要的目的是测量差拍信号频率的精确值。根据图2和图3可知，锯齿波调制只存在上扫频阶段，然后扫频频率从最高点回扫到最低点，存在一个会带来回扫干扰的回扫过程。三角波调制存在上扫频和下扫频，两次扫频的发射信号和接收信号的频率差交替改变，由于VCO内部振荡回路电容的影响，在实际测试过程中输出的差拍信号不是严格对称而且存在相移，导致两次频率测量存在微弱偏差，容易引入系统误差，而锯齿波调制在去回扫干扰后，每次只有上扫频输出的差拍信号频率更加具有一致性。因此三角波比较适合于需要获得目标速度的场合，而锯齿波在测量静止目标距离时可以获得更稳定的结果。本发明采用的测量电路方案主要用来测量存储罐中几乎静止的物料高度，只会涉及到距离测量，因此采用锯齿波作为调制信号。

2、雷达物位计测量电路

在本实施例中，如图4所示，FMCW雷达物位计测量电路的核心部分是雷达前端模块1，雷达前端模块1的性能决定整个物位计测量系统的稳定度和精确度。雷达前端模块选择Infineon公司的24GHz雷达收发器BGT24MTR11集成芯片(以下简称BGT)，省去了VCO、功分器、混频器等独立部件的设计，该雷达收发器对比与分立元件电路，可以节省板载30％的空间，并且可以灵活设计天线部分，控制整个雷达前端模块1部分的大小，非常适合用于空间限制较大的雷达物位测量仪表的前端结构。BGT采用独立微带天线收发雷达信号，内部具有高集成度低噪声VCO，VCO输出频率范围为24GHz～26GHz，调制电压范围0.5V～3.3V，射频信号最大输出功率11dBm，根据雷达方程可以计算出最大探测距离可以达到180m。BGT内部还集成温度传感器及功率传感器，温度信号可以用于温度补偿的依据，功率配置可以达到降低系统功耗的目的。BGT内部还包括16分频和65536分频的预分频器，这样VCO扫频信号可以分频到23kHz的低频信号，可以动态测试VCO的扫频特性。因此BGT雷达收发器具有信号带宽广泛、低功耗、高集成度及收发路径独立等特性，广泛应用于运动检测、距离检测等应用，本发明采用BGT收发器作为测量电路的前端核心芯片。

雷达物位测量系统根据硬件信号工作频率不同，主要分为雷达前端模块1和基带模块2。在本实施例中，雷达前端模块1的核心为BGT24MTR11雷达收发器，雷达信号通过微带天线发射和接收微波信号。基带模块1包括集控制和信号处理于一体的处理器ARM、滤波模块和程控放大模块、电源模块和显示/按键输入模块。

处理器产生频率、幅度可控的调制信号作为雷达收发器中VCO的调制电压，使VCO产生周期可调、带宽可调的扫频信号；扫频信号经功分器分成两路，一路经过功率放大器后，通过发射天线作为发射信号发射到物料面，反射的回波信号经接收天线接收后作为接收信号，经低噪声放大器放大后送入雷达收发器中VCO的混频器，另一路作为发射信号直接输出给混频器，这样通过前端混频收发信号后输出包含距离信息的差拍信号；

ARM控制器为基带模块2的控制和运算核心，主要完成锯齿波调制信号的产生、差拍信号的采集、定时器同步时钟的产生以及数字信号处理等功能。差拍信号的采集及信号处理算法是系统基带的重要组成部分，将决定雷达物位测量系统的整体性能。测量电路基带控制芯片选择高性能STM32F4作为主控制器，集成单周期DSP指令及FPU浮点运算单元，在同时具有复杂浮点运算和控制功能方面优于其它控制器。STM32控制器内部资源丰富，带有常用的ADC、DAC、定时器及SPI接口，12bit的ADC和DAC在阻抗匹配良好的情况下精度达到±2LSB，运用定时器、DAC和DMA很容易实现DDS功能，从而产生频率、幅度和波形类型可控的调制信号。利用片内定时器级联控制DAC和ADC的同步，可以有效同步调制信号与ADC采集波形，充分利用片内资源，无需外接独立的ADC和DAC电路。

雷达前端模块1主要为BGT雷达收发器和微带天线，雷达收发器受控于调制信号产生线性调频信号，通过独立收发微带天线一端发射、另一端接收微波信号，然后内部混频输出差拍信号。前端的输出还包括温度模拟信号，温度信号用于对VCO的非线性校正，利用数字化温度补偿方法克服温度漂移对雷达物位测量精度的影响，同时通过调整调制信号的线性度校正VCO的非线性。在前端工作之前还需通过SPI接口对雷达收发器初始化，通过发送控制字配置输出功率的衰减量，从而减小前端模块的功耗。

信号调理模块主要为差拍信号的滤波(滤波模块)及程控放大(程控放大模块)，因前端的输出信号包含调制信号的频谱泄漏等干扰，设计滤波器滤除低频调制信号以及高频干扰信号，低通滤波器的截止频率为最大测量距离的差拍信号的频率附近，高通滤波器的截止频率根据调制信号的频率设计，一般比调制信号频率要大。滤波后的差拍信号为小信号，而且幅度随着距离的变化而变化，因此需要通过间歇检测ADC采样数据的最大值，估算出差拍信号峰值确定程控放大器的放大倍数，将差拍小信号程控放大到ADC参考电压满值电压范围之内，保证物位测量的准确性。

显示及按键模块主要完成物位距离的实时显示和系统参数的设置，包括物位高度、单位以及温度显示等，通过按键中断程序设置物位计算过程中用到的系统参数，如扫频带宽、高低位盲区、物料介电常数等等。ARM通过SPI接口与显示模块通信，发送控制指令对显示屏LCM初始化，然后写数据到LCM独立内存单元完成距离信息的显示。雷达物位测量系统还保留一些诸如JTAG、RS232等接口作为系统调试、升级与维护的作用。本发明提出的FMCW雷达测量电路方案还可以用于自动驾驶、智能交通和雷达成像系统。

2.1、扫频回扫干扰分析与处理

理想情况下，当锯齿波调制电压从最大值降压到最小值，开始下一个周期的调制控制时，其VCO的输出频率也应该是从最大频率点瞬间跳变到最低频率点，但在实际工作过程中由于硬件电路的延时，扫频信号都会存在跳变延时。因此，扫频频率从最高点跳变到最低点的这段时间称为频率回扫阶段，如图5所示。

从图5可以看出扫频信号正常扫频阶段只有中间一部分，由于雷达发射信号和接收信号都会存在频率回扫阶段，经过混频器混频的差拍信号存在明显的回扫干扰区域，该区域时间为发射信号回扫阶段和延时时间的总和。假设锯齿波回扫总时间为m，并且m＜τ，可以推导出雷达发射信号频率回扫模型可以表示为：

式中f_max为扫频信号频率最大值。同一时刻，接收信号数学模型可以表示为：

从收发信号模型可以看出，混频后形成的差拍信号频率成分必然复杂，接收信号同样也存在回扫阶段，也会带来回扫干扰时间段。

为了分析频率回扫对雷达物位测量系统信号处理的影响，实验选择调制信号周期为16ms，采样点数为2048点，采样频率为50k，利用采集模块及串口获取差拍信号波形数据，然后在MATLAB中对数据进行FFT频谱分析。差拍信号经过滤波处理后，采集的原始波形如图5所示，FFT频谱分析如图6所示。

从差拍信号的时域图可以看出，在4ms～6ms及20ms～24ms之间存在明显的周期性干扰区域，而且峰值比正常扫频阶段输出的差拍信号峰值高出几倍，该区域信号就是VCO回扫时带来的频率回扫干扰；理论上分析，该差拍信号主频频率应该在382Hz，但从频谱分析看出，频谱幅度最大值附近谱线比较复杂，而且旁瓣比较大，从300Hz～1.8kHz区间都存在频谱干扰。

综合分析可知，差拍信号与调制信号严格同步，扫频信号回扫引起的回扫干扰信号周期性地混叠在差拍信号中，信号幅度比差拍信号幅度要大，且频谱成分比较混乱，为差拍信号带来很强的干扰，当利用信号处理算法确定主频频点位置时很容易造成主频点的误判，最终导致物位测量结果误差较大。因此，在差拍信号进行采集处理之前，需要对回扫干扰区域进行有效地滤除，本发明将利用同步信号去回扫的方法，实现频率回扫干扰区域的完全隔离。

在本实施例中，ARM处理中调制信号产生电路和差拍信号采集电路的原理如图8所示

定时器中包括，定时器TIM1～4，TIM1、3属于内部信号，图中没有画出。在调制信号的产生通过STM32内部DAC产生锯齿波调制信号，DAC的触发时钟通过内部定时器TIM2产生。当TIM2产生触发信号，则DAC迅速产生DMA请求，从而直接内存存取控制器DMA1迅速将存储在ROM中的锯齿波调制信号的波形数据作为DDS波形数据直接传输给DAC进行转换。同理，差拍信号的采集也是通过STM32内部ADC采集波形，ADC的触发时钟为定时器TIM4。当TIM4产生上升沿触发ADC进行转换后，ADC转换结果通过直接内存存取控制器DMA2直接传输到内存单元进行数字信号处理。因为差拍信号中存在回扫干扰，为了隔离回扫干扰信号，只能进行部分采集差拍信号，可以采样的波形是根据调制信号控制，因此需要同步调制信号与采样触发时钟，本发明充分利用STM32内部定时器的同步即可达到DAC和ADC的同步，也即调制信号与差拍信号采样的同步。定时器控制调制信号与采样同步的时序图如图9所示。

同步去回扫方法就是通过产生与调制信号严格同步的时钟控制信号，用来触发采样电路进行有目的地采集，从而有效隔离扫频回扫干扰。本发明设计系统的主控制器为STM32F4，其内部带有常用的ADC、DAC和数个通用定时器等，充分利用定时器级联的方法实现DAC及ADC的同步，无需外扩DAC、ADC和同步电路。

在本实施例中，如图9所示，定时器TIM1、定时器TIM2同步启动，定时器TIM1输出在启动后3个扫描周期后变为高电平，并维持一个扫描周期，然后变为低电平三个扫描周期再变为高电平，这样重复；定时器TIM2启动后，输出读取数据脉冲，以一个扫描周期读取完锯齿波调制信号的波形数据，然后，再循环读取；

定时器TIM1的输出控制定时器TIM3的使能，在定时器TIM1的输出变为高电平后间隔时间m即锯齿波回扫总时间后，变为高电平，并在定时器TIM1的输出变为低电平时，也变为低电平；

定时器TIM3的输出使能定时器TIM4，使其在定时器TIM3的输出为高电平时输出差拍信号采集时钟给处理器内部的ADC，对差拍信号进行模数转换，转换结果通过直接内存存取控制器DMA2直接传输到内存单元即ROM进行数字信号处理。

图9可以看出，当调制信号从最大电压值跳变到最小值，由于硬件延时引起的扫频回扫干扰区域，这段时间大约占据调制周期的1/8，适当配置TIM3时钟在一个调制周期内PWM波形占空比，低电平占1/8，高电平占7/8，从而实现TIM3低电平宽度与回扫干扰区域宽度相匹配。因此当同步时钟信号TIM1和TIM3都为高电平状态时，ADC采集差拍信号，当TIM1或TIM3有低电平状态时，ADC就不采集信号，从而实现扫频回扫干扰区域的完全隔离。

因为当差拍信号一次数据采集完成后，控制器完成信号处理还需要一定的时间，如果紧接着下一周期对差拍信号进行大量数据采集并分析，容易导致信号处理程序与采样完成中断信号冲突。因此TIM1时钟信号的主要作用不仅是与调制信号同步，而且控制系统整体采集和处理的速度，TIM1高电平状态持续时间宽度为数据采集时间段和回扫时间段总和，低电平时间为系统数字信号处理、误差分析及显示时间的总和。通常情况下，TIM1的周期配置为调制信号的2～4倍整数周期，高电平时间只占一个调制周期。通过配置TIM1～TIM4的预分频系数和计数器实现定时器级联控制，同步调制信号与ADC采样时钟，从根本上滤除扫频信号回扫带来的干扰信号，避免回扫干扰对差拍信号的频谱分析带来干扰。

在本实施例中，选择调制信号周期为16ms，雷达信号扫频回扫干扰区域大约为2ms，配置TIM1的周期为3个调制周期即48ms，另外配置TIM3时钟PWM波形占空比为0.875。在TIM1和TIM3时钟共同控制下，物位测量系统在14ms完成1024点的数据采集，为了避免回扫区域的信号干扰，因此采样时间变短，只能在一个调制周期内采集满1024点数据，固然采样频率必须提高，根据定时器分频系数的设计，最终选择采样频率为75k。采用同步信号去回扫的方法，采集的差拍信号的时域波形如图10、FFT频谱分析如图11所示。

通过频谱图7与图11实验结果对比可以看出，利用同步去回扫的方法取得了明显的效果，最大值谱线附近频谱干净，频谱旁瓣比较小，主频谱线比较明显。本发明采用的同步信号去回扫方法简单可执行，回扫隔离时间及采集时间配置灵活，抗干扰效果明显，为后续的信号处理提供了良好的数据来源。

2.2、VCO非线性校正

雷达物位测量系统前端模块的性能直接决定整个系统的指标，而前端模块的核心为雷达收发器的VCO。VCO输出频率的非线性及温度漂移是影响VCO性能的两大主要因素，温度漂移可以利用数字化温度补偿的方法克服温度漂移的影响，本发明主要设计VCO非线性校正的方法。

2.2.1、VCO扫频非线性的影响

在理想线性情况下，雷达物位计在一个扫频周期内频率随时间线性变化数学模型为：

式中B为扫频带宽，T为调制周期。由于VCO器件变容二极管参数的限制，扫频频率并非按照理想情况线性扫频，实际工程中扫频数学模型为：

其中f_e(t)为非线性引起的频率偏移。根据雷达扫频特性经验公式，假设f_e(t)＝αBsin(π/T·t)，其中α为扫频线性度，定义α＝|f_emax|/B，其中|f_emax|为最大频偏值，则实际雷达扫频频率变化模型为：

因此，雷达发射信号归一化实部数学模型为：

雷达接收信号数学模型为：

其中τ为回波延时，τ＜＜T，收发信号混频后并忽略高次项的差拍信号表示为：

因此非线性扫频情况下，差拍信号的频率实际表示为：

雷达信号扫频在调制电压端点频偏最小，在中间段频偏最大，当t＝T/2时，差拍信号频率误差最大。因为时间τ＜＜T，非线性引起的误差项可以简化为：

通过对公式(2)两边微分得到物位计距离分辨率ΔR＝2B/c。因此非线性引起的差拍信号的频率误差表示：

其中ΔR为距离测量误差。从式(14)中可以看出，当α较大时，差拍信号的最大值谱线会产生频率误差αBτ。假设R＝50m，ΔR＝2cm，α＝10^-2计算出f_e＝25Hz，可知即使线性度百分之一，扫频非线性的影响明显，而一般VCO的线性度在6％左右。

2.2.2、VCO非均匀步进开环校正

VCO的扫频输出实际是受调制电压的幅值控制，VCO在调制电压控制下的线性扫频和非线性扫频电调特性函数分别表示为：

f(v)＝f₀+uv (15)

f(v)＝f₀+uv+e(v) (16)

其中f₀和u均为常数，f₀为调制电压初始值对应的扫频频率，u为VCO电调特性的平均斜率，uv即为扫频带宽B，e(v)是频率偏移函数，满足边界条件e(v_min)＝e(v_max)＝0。

为了克服非线性的影响，必须提供一个随时间非线性变化的调制电压抵消VCO非线性特性，因此适当选择一校正电压Δv对调制电压进行偏置，用校正后的控制电压v′作用在VCO上，使得式(17)成立。开环非线性校正和温度补偿原理如图12所示。

f(v′)＝f(v+Δv)＝f₀+uv (17)

雷达信号扫频工作时，DAC读取预存储的ROM数据，转换为经过偏置后的调制电压信号，通过平滑滤波后控制VCO线性扫频。其中最大的难点是找到偏置量Δv，因此本发明提出采样非均匀步进校正方法直接在D/A数字量即锯齿波调制信号的波形数据中偏置调制电压，通过改变每个时间点D/A数字量之间的步进，让调制电压随时间非线性变化，而扫频频率随时间线性变化，从而达到校正VCO非线性的目的，如图13、14所示。

图13为偏置前、后的调制电压随时间线性、非线性变化曲线，假设在时间10ms内产生调制电压范围1.0V～3.0V。图14则为调制电压为1.0V～3.0V时控制VCO输出24.0G～24.52GHz的雷达扫频信号，红色直线为理想线性扫频频率变化曲线。以调制电压2.0V为例，此时的非线性扫频频率为24.34GHz，若映射到线性扫频上，则此时输出频率为24.26GHz，因此调制电压也相应偏置为1.75V，因此在时间5ms时的调制电压偏置为1.75V，如图13所示。通过每个时间点电压值的偏置，因此调制电压随时间非线性变化，偏置后的调制电压控制VCO扫频输出的频率曲线满足线性关系，从而校正VCO的目的，因此输出非线性调制信号即可校正扫频信号。下面根据25℃下实测的扫频数据，介绍在MATLAB中校正拟合曲线的方法。

根据实测的VCO扫频频率数据，截取其中线性度较好的一段，作为待校正v-f曲线，调制电压范围为1.5V～2.8V，扫频带宽为400MHz，其中非线性扫频最大频偏值为0.034GHz，计算出线性度只有8.5％。通过二次项拟合得到扫频频率随调制电压变化的函数表达式为f(v)＝-0.0927v²+0.6973v+23.1915，拟合曲线及理想线性曲线如图15所示。

为了方便分析，假设二次项拟合系数为a,b,c,VCO扫频输出函数表示为

f(v)＝av²+bv+c (18)

通常情况下，调制电路输出1.5V～2.8V线性调制电压信号即可完成VCO的非线性扫频。假设12bit的DAC的参考电压为V_ref＝3.3V，由D/A数字量关系式D＝v/V_ref×4096确定该电压区间的D/A数字量范围为[D_st,D_ed]＝[1860,3460]，若在区间均匀分为N＝400个电压点，因此步进长度4。N个电压点均匀分布在一个扫频周期内，t_n＝1,2,3…400，每一个时间点对应一个电压值，最后通过D/A输出得到线性锯齿波信号，因此分析得到数字量随时间点的关系为：

D(t_n)＝D_st+St_n (19)

其中S为数字量增量步进。将式(19)代入D/A数字量与电压关系式中得到：

因此VCO扫频输出函数可以近似表示为：

式中a,b,c,D_st,V_ref皆为常数，因此将函数转换为以均匀扫频时间点t_n为自变量的函数。当调制信号为线性锯齿波时，D/A数字量原始步进恒定为4，因此可以通过改变式(21)中的步进S，使得VCO扫频输出函数拟合成线性。一个调制周期内，在调制电压起始点降低D/A数字量的原始步进，则每个时间点的调制电压比原始调制电压偏置Δv，从而VCO扫频曲线接近理想曲线；同理在接近调制电压的终止点增加D/A数字量的原始步进；在调制电压中间部分的步进为原始步进值。改变步进后的校正曲线最开始接近理想线性曲线，但随着时间的增加会慢慢偏离理想曲线，因此需要在适当的扫频时间点改变D/A数字量步进。通过非均匀分割扫频时间点后，不同的扫频时间段有不同的数字量步进值，最后不断调整步进量及时间分割点，校正后的VCO扫频曲线如图16所示，最接近理想线性扫频曲线。非线性调制电压曲线如图17所示，扫频时间被分割成四段，每一段有不同的D/A数字量步进，在时间点t_n＝1,2,…132的步进为3，在t_n＝133,134,…300的步进为4，在t_n＝301,…372的步进为5，t_n＝373,…400步进为6，用此曲线中每个时间点的D/A数字量存储在DDS波形ROM数据中，从而通过D/A输出偏置后的锯齿波调制VCO输出线性扫频；DAC产生偏置后的锯齿波波形如图18所示。

本发明从实际工程应用中的D/A数字量出发，通过分割一个周期内扫频时间点，采用非均匀分布不同数字量步进方法校正VCO电调曲线，此方法简单可执行，但容易受D/A字长的影响。若调制电压起始点降低步进后的曲线不能很好地与理想曲线吻合，则需要改变扫频时间点数N，重新确定线性调制电压的初始步进值。经过MATLAB校正拟合后，校正的扫频曲线已经非常接近理想曲线，而且每个时间点的D/A数字量对应已经偏置Δv的调制电压，在此调制电压作用下的扫频线性度达到0.4％，DAC位数的增加可以进一步提高VCO的线性度。

尽管上面对本发明说明性的具体实施方式进行了描述，以便于本技术领域的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。

Claims

1.一种雷达物位计测量电路，包括：

2.根据权利要求1所述的雷达物位计测量电路，其特征在于，采样非均匀步进校正方法直接在D/A数字量即锯齿波调制信号的波形数据中偏置调制电压，通过改变每个时间点D/A数字量之间的步进，让调制电压随时间非线性变化，从而校正扫频频率的非线性特性。