CN107241130A - 一种基于两时隙的一比特反馈协作波束成形方法 - Google Patents

Abstract

该发明公开了一种基于两时隙的一比特反馈协作波束成形方法，属于无线通信领域，主要涉及基于两时隙的一比特反馈协作波束成形技术。在不增加系统开销的条件下，每个时隙仍然只反馈一个比特信息，利用当前时隙的反馈和上一时隙的反馈值决定下一时隙的相位扰动步长和校正因子，在保留之前算法的优势上，实时的调整相位扰动步长和校正因子，在相位差很小时适当减小扰动步长，远离收敛值时适当增加扰动步长，提高扰动的正确率，加快了收敛的速度。

Description

一种基于两时隙的一比特反馈协作波束成形方法

技术领域

本发明属于无线通信领域，主要涉及基于两时隙的一比特反馈协作波束成形技术。

背景技术

近年来波束成形技术得到了广泛的研究，其是数字信号处理技术和天线技术的融合，目的是用于信号的定向传输和接收，以达到最大的传输效率。波束成形技术可以通过多天线阵列各路信号的加权合成，形成所需的特定方向的信号。其中最关键的技术是MIMO(Multiple-Input Multiple-Output)技术，旨在发送端和接收端配备多个天线，显著的提高通信的质量和信道容量。然而在实际的应用场景中，有的终端难以配备多个天线，因此很多系统都是以分布式的通信网络构成。在本文所研究的分布式无线传感网络中，多个传感节点向目标节点发送相同的信息，当它们同时协作传输时，多个节点则构成了该分布式系统的多天线结构。通过协作波束成形技术，最大限度的提高了传输距离和传输效率，降低通信成本。

波束成形技术将多路信号加权合成，形成所需的理想信号并发送到接收端，将原来全方向的接收方位图变成了有零点和最大指向的波瓣图，可以极大的改善接收端的信噪比。实现波束成形中各路信号的权值计算一般分为两种方法。第一种是当已知链路的全局信道状态信息CSI 时，通过发送节点间的交互，计算相应的发送权值。第二种则是利用接收端的反馈动态的调整发送端的各路权值，以使接收端达到预定的要求。第一种方法对节点的计算能力和CSI要求过高，且通信开销较大导致实现难度大。而第二种方法对信道信息要求不高，对于结构简单、通信距离短、能耗低的传感节点来说，更容易实现更高的通信效率。

以下文献介绍了目前基于一比特反馈的协作波束成形技术方法：

文献[1]Mudumbai R,Hespanha J,Madhow U,et al.Scalable feedback controlfor distributed beamforming in sensor networks[C]//Information Theory,2005.ISIT 2005. Proceedings.International Symposium on.IEEE Xplore,2005:137-141.该方法首次提出了一比特反馈迭代算法，其目的是为了使节点的相位达到对齐，在每个时隙为每个传送节点附加一个随机扰动相位，并同时发送到接收端。接收侧检测信号强度增强，说明本次扰动成功。此时向发送端反馈比特1，否则反馈比特0.若发送端接收到反馈比特1后，保持之前的扰动值，否则抛弃该扰动值，进行下一次随机扰动，反复迭代以使接收信号相位达到对齐并收敛。这种算法只有在反馈1的时候才对权值扰动操作，从而导致扰动速度过慢。

文献[2]Song S,Thompson J S,Chung P J,et al.Improving the one-bitfeedback algorithm for distributed beamforming[C]//Wireless Communicationsand Networking Conference(WCNC),2010 IEEE.IEEE,2010:1-6.；[3]Haifen,Yang,Ning,et al.Collaborative beamforming based on directional perturbation using onebit feedback[J].Journal of Systems Engineering and Electronics, 2016,27(3):549-554.分别提出了一种改进算法，即增加了一个额外的相位校正因子，当扰动失败时，相位校正因子在下一个时隙进行负向的扰动，从而加快了收敛的速度。但是这种方法对随机扰动的幅值要求较大，当相位差较小时，大幅值的扰动反而降低收敛速度。

文献[4]Song S,Thompson J S.One-bit feedback algorithm with decreasingstep size for distributed beamforming[C]//Cognitive Wireless Systems(UKIWCWS),2010 Second UK-India-IDRC International Workshop on.IEEE,2010:1-5.这种方法对扰动步长进行了研究，设置了一个扰动失败计数参数，当连续的扰动失败达到一定次数以后，改变扰动步长，防止接近收敛时步长过大，但其收敛速度较慢。

发明内容

在背景技术的方法中，都只利用了当前时隙的反馈值，本发明提出一种基于两个时隙的一比特反馈协作波束成形方法，该方法每个时隙仍然只反馈一个比特，利用上一时隙和当前时隙的反馈比特动态调整相位扰动步长和校正因子，并去除了对比文献中连续扰动失败参数，减小复杂度，加快收敛的速度。

本发明的技术方案为：一种基于两个时隙的一比特反馈协作波束成形方法，该方法包括：

步骤1：模型建立：设共有N+1个节点，其中N个协作节点，一个目的节点，协作节点同时向目的节点传送消息；

步骤2：系统参数设置：设n代表时隙，则涉及的参数为θ_i[n]，δ_i[n]＝±δ[n]，τ_i[n]，RSS[n]，其中θ_i[n]表示第i个协作节点在第n时隙的相位权值，δ_i[n]表示第i个协作节点在第n时隙的相位随机扰动值，并且以等概率取值±δ[n]；τ_i[n]是第i个协作节点在时隙n的相位校正因子， RSS[n]为接收节点在时隙n的接收信号强度；

步骤3：其他参数设定：b[n]表示第n个时隙的反馈值为0或1，b[n-1]表示n-1时隙的反馈值；R_D：0＜R_D＜1表示扰动步长调整因子，用于根据一比特反馈值动态调整相位扰动δ[n] 的大小；

步骤4：在时隙n，第i个协作节点采用已知的相位权值、相位随机扰动值、相位校正因子参与波束成形，则相应的发送相位权值为：φ_i[n]＝θ_i[n]+δ_i[n]+τ_i[n]；

步骤5：在时隙n，接收节点接收N个协作节点发送的波束信号计算出相应的信号强度 RSS[n]，并且将当前时隙的RSS[n]值与已知的其中最大RSS与RSS_best[n]做比较；

若RSS[n]＞RSS_best[n]，则更新下个时隙RSS_best[n+1]＝RSS[n]，此时表明当前时隙的相位扰动成功，接收信号增强，并向发送端反馈一比特信息b[n]＝1，若RSS[n]≤RSS_best[n]，则说明相位随机扰动失败，RSS_best[n]保持当前值不变，并向发送节点反馈一比特信息b[n]＝0；

步骤6：发送端的协作节点接收反馈回的一比特信息作出相应的相位权值调整；

当接收的反馈比特信息为1时，表明扰动成功，保留该时隙的相位扰动值和相位校正因子，并用于下一个时隙相位权值的计算，即θ_i[n+1]＝θ_i[n]+δ_i[n]+τ_i[n]，接收的反馈比特信息为0 时，扰动失败，因此丢弃该时隙附加的相位扰动值δ_i[n]和相位校正因子τ_i[n]；

即θ_i[n+1]＝θ_i[n]；

步骤7：发送端协作节点根据当前时隙的反馈以及上一时隙的反馈值调整n+1时隙相位扰动δ[n+1]和校正因子τ_i[n+1]：若b[n-1]b[n]＝11，表明n-1时隙和本时隙都扰动成功，两次连续成功表明远离收敛值，增大相位扰动的步长和相位校正因子，加快收敛速度，即δ[n+1]＝δ[n]/R_D，τ_i[n+1]＝τ_i[n]/R_D；若b[n-1]b[n]＝01，表明n-1时隙扰动失败，本时隙扰动成功，由于是随机扰动，因此只适当增大扰动步长，保持校正因子不变，即δ[n+1]＝δ[n]/R_D，τ_i[n+1]＝τ_i[n]；若b[n-1]b[n]＝00，此时表明连续两个时隙扰动失败，由于步长过大导致靠近收敛时偏离最优的接收信号强度，因此减小相位扰动的步长值，由于当前时隙反馈为0，δ_i[n]扰动使接收信号强度减弱，则相位扰动值的相反数必然会使协作信号增强；

因此使下一时隙相位校正因子更新为扰动幅值的相反数；即τ_i[n+1]＝-δ_i[n]，δ[n+1]＝δ[n]*R_D；若b[n-1]b[n]＝10，表明n-1时隙扰动成功，当前时隙扰动失败，使相位校正因子往负向扰动，保持相位扰动步长不变，即τ_i[n+1]＝-δ_i[n]，δ[n+1]＝δ[n]；

步骤8：目的节点更新最大的RSS_best[n+1]后，判断是否满足预定的信号强度要求；如果满足则向所有协作节点发送确认信息，协作节点接收到确认信息后，保持当前的相位权值发送后续的数据信息，可达到最大的通信效率；否则将时隙n自动加1，并重复步骤4-8。

本发明相对于现有技术的优势在于：在不增加系统开销的条件下，每个时隙仍然只反馈一个比特信息，利用当前时隙的反馈和上一时隙的反馈值决定下一时隙的相位扰动步长和校正因子，在保留之前算法的优势上，实时的调整相位扰动步长和校正因子，在相位差很小时适当减小扰动步长，远离收敛值时适当增加扰动步长，提高扰动的正确率，加快了收敛的速度。

附图说明

图1是本发明的系统模型图；

图2是本发明和对比文献在δ₀＝π/200，R_D＝0.75收敛速度仿真对比图；

图3是本发明和对比文献在δ₀＝π/200，R_D＝0.5收敛速度仿真对比图；

图4是本发明和对比文献在δ₀＝π/50，R_D＝0.75收敛速度仿真对比图；

图5是本发明和对比文献收敛的最小时隙仿真对比图；

图6是本发明和对比文献相对于文献[1]的增益对比图。

具体实施方式

为了更好的理解本发明，下面将以上述技术方案为基准，详细介绍本发明的实施过程，且本发明的实施范围为一般场景，不只限于下文所述情形。

假设本案例中有100个协作节点，1个目的节点，协作节点结构简单，分别配备单天线，为了降低能耗，增加通信距离，100个协作节点同时向目标节点发送协作波束。协作节点随机分布在R＝4的圆形区域中，且其圆心与目的节点的距离D＝100；在信号传播过程中，信道为静变信道，因此我们只考虑信道对传输信号的相位产生的影响，并对发送节点的功率进行归一化处理。

不失一般性，整个过程从时隙n＝0开始，并使100个协作节点的初始相位权值为0，即θ_i[0]＝0,(i＝1,2…100)；协作节点的初始随机相位扰动为δ_i[0]＝±δ₀，(i＝1,2…100)，初始相位校正因子τ_i[0]＝τ_i-init＝0(i＝1,2…100)，目的节点的初始RSS_best＝0。设初始时隙的上一时隙反馈为1，即b[-1]＝1。为找到合适的步长调整因子R_D，经过多次仿真我们设R_D＝0.75

下面我们将根据上述搭建好的系统对本发明进行详细的实施步骤：

步骤1：在任一时隙n，协作节点生成自适应的相位权值。各个节点根据上述参数设置，初始化相位随机扰动值δ_i[n]和相位校正因子τ_i[n]，i＝1,2…100。因此每个发送节点的自适应相位权值为：φ_i[n]＝θ_i[n]+δ_i[n]+τ_i[n],i＝1,2,…100，并将其作为节点的发送相位。

步骤2：发送节点间共享数据信息x[n]，并携带各自的相位权值发送，因此各个节点发送的信息为：

步骤3：各个节点同时向目的节点发送协作波束后，信号经过高斯信道到达目的地，则节点检测接收信号r[n]：

上述表达式中，表示从协作节点i到接收端的静变信道，a_i表示信道衰减因子，表示无线信道的相位响应，γ_i表示协作节点间非理想的相位同步影响。ω[n]表示高斯白噪声信号，且ω[n]～N(0,σ²)，我们采用信号增益R[n]等效接收信号的强度RSS，则波束成形的信号增益为：

其中，表示节点i到目的节点总的相位偏移。观察上式可知，当相位偏移满足Φ₁[n]＝Φ₂[n]＝…＝Φ₁₀₀[n]时，此时接收信号的强度达到最大值，即：

因此我们的目标就是使各个协作节点在接收端的相位偏移相同，也就是相位对齐(phase alignment)，而由于静变信道相位响应和节点不同步的相位偏移γi都是固定的未知量，因此我们只需要调整各节点的发送相位权值θ_i[n]，并找到使所有节点相位对齐的最优θ_i[n]，则可使接收信号的强度达到最大值。

步骤4：目的节点根据接收到的信号，计算出信号强度RSS[n]后，与当前最优的RSS值比较，作出相应的判决。

若RSS[n]＞RSS_best[n]，表明当前时隙的扰动成功，并向发送端反馈一比特信息b[n]＝1；

若RSS[n]≤RSS_best[n]，则说明相位随机扰动失败，并向发送节点反馈一比特信息b[n]＝0。

步骤5：协作节点接收反馈的1比特信息作出下一时隙的相位权值调整。当接收的反馈bit 为1时，表明扰动成功，保留该时隙的相位扰动和相位校正，并用于下一个时隙相位权值的计算，即θ_i[n+1]＝θ_i[n]+δ_i[n]+τ_i[n]，若接收的反馈bit为0时，扰动失败，丢弃该时隙的相位扰动，即θ_i[n+1]＝θ_i[n]；并且发送节点联合当前时隙的反馈值b[n]与上时隙反馈值b[n-1]，再按照之前的准则修改n+1时隙的相位扰动大小δ[n+1]和校正因子τ_i[n+1]，以用于下个时隙的相位扰动和校正。

步骤6：目的节点计算接收信号强度并作出判决以后；

更新RSS的最大值RSS_best[n+1]＝max(RSS[n],RSS_best[n])，以便用于n+1时隙的判决。此时检测该值是否满足系统的预定要求。如果符合要求，则向发送端广播确认信息，保留当前相位权值以便进行后续的数据传输。否则将时隙加1，重复步骤1-6，反复迭代以使接收信号收敛。

图2，图3和图4分别画出了5种不同的一比特反馈协作波束成形的收敛过程。其中，当初始随机相位扰动δ₀＝π/200，步长调整因子R_D＝0.75时，本发明所用方法从一开始收敛速度就明显优于对比文献的方法，并且最先达到收敛值。从图3可以看到，当相位扰动δ₀＝π/200，步长调整因子R_D＝0.5的条件下，本发明所采用的方法同样在收敛速度上明显优先其他方法，也最快达到收敛。在图4中当δ₀＝π/50时，即随机相位扰动值比较大时，本方法在500个时隙以后收敛速度开始快于其它方法，并且最快达到系统的收敛值。因此，通过三个图的分析，本方法无论在大的扰动值还是小扰动值情况下，收敛速度都明显好于其它四种方法。

图5给出了在不同的RSS门限值的情况下，几种方法的最小时隙数。由图观察知，本文所采用的方法在各个门限值的情况下，满足所要求门限值的最小时隙数都小于其它方法，并且在系统门限值的条件下，本发明的最小时隙数至少比其它方法小了2000个。

图6刻画了文献[2]、[3]、[4]以及本文相对于原始方法文献[1]的收敛速度增益。从图中观察可知，文献[2]中的方法相对于文献[1]在收敛速度上增益在38％左右，文献[3]的增益为70％左右，而本文采用的方法在收敛速度上相对于文献[1]增益为80％左右，最高可以达到85％。

Claims (1)

1.一种基于两个时隙的一比特反馈协作波束成形方法，该方法包括：

步骤1：模型建立：设共有N+1个节点，其中N个协作节点，一个目的节点，协作节点同时向目的节点传送消息；

步骤2：系统参数设置：设n代表时隙，则涉及的参数为θ_i[n]，δ_i[n]＝±δ[n]，τ_i[n]，RSS[n]，其中θ_i[n]表示第i个协作节点在第n时隙的相位权值，δ_i[n]表示第i个协作节点在第n时隙的相位随机扰动值，并且以等概率取值±δ[n]；τ_i[n]是第i个协作节点在时隙n的相位校正因子，RSS[n]为接收节点在时隙n的接收信号强度；

步骤3：其他参数设定：b[n]表示第n个时隙的反馈值为0或1，b[n-1]表示n-1时隙的反馈值；R_D：0＜R_D＜1表示扰动步长调整因子，用于根据一比特反馈值动态调整相位扰动δ[n]的大小；

步骤4：在时隙n，第i个协作节点采用已知的相位权值、相位随机扰动值、相位校正因子参与波束成形，则相应的发送相位权值为：φ_i[n]＝θ_i[n]+δ_i[n]+τ_i[n]；

步骤5：在时隙n，接收节点接收N个协作节点发送的波束信号计算出相应的信号强度RSS[n]，并且将当前时隙的RSS[n]值与已知的其中最大RSS与RSS_best[n]做比较；

若RSS[n]＞RSS_best[n]，则更新下个时隙RSS_best[n+1]＝RSS[n]，此时表明当前时隙的相位扰动成功，接收信号增强，并向发送端反馈一比特信息b[n]＝1；

若RSS[n]≤RSS_best[n]，则说明相位随机扰动失败，RSS_best[n]保持当前值不变，并向发送节点反馈一比特信息b[n]＝0；

步骤6：发送端的协作节点接收反馈回的一比特信息作出相应的相位权值调整；

当接收的反馈比特信息为1时，表明扰动成功，保留该时隙的相位扰动值和相位校正因子，并用于下一个时隙相位权值的计算，即θ_i[n+1]＝θ_i[n]+δ_i[n]+τ_i[n]，接收的反馈比特信息为0时，扰动失败，因此丢弃该时隙附加的相位扰动值δ_i[n]和相位校正因子τ_i[n]，

即θ_i[n+1]＝θ_i[n]；

步骤7：发送端协作节点根据当前时隙的反馈以及上一时隙的反馈值调整n+1时隙相位扰动δ[n+1]和校正因子τ_i[n+1]：若b[n-1]b[n]＝11，表明n-1时隙和本时隙都扰动成功，两次连续成功表明远离收敛值，增大相位扰动的步长和相位校正因子，加快收敛速度，即δ[n+1]＝δ[n]/R_D，τ_i[n+1]＝τ_i[n]/R_D；若b[n-1]b[n]＝01，表明n-1时隙扰动失败，本时隙扰动成功，由于是随机扰动，因此只适当增大扰动步长，保持校正因子不变，即δ[n+1]＝δ[n]/R_D，τ_i[n+1]＝τ_i[n]；若b[n-1]b[n]＝00，此时表明连续两个时隙扰动失败，由于步长过大导致靠近收敛时偏离最优的接收信号强度，因此减小相位扰动的步长值，由于当前时隙反馈为0，δ_i[n]扰动使接收信号强度减弱，则相位扰动值的相反数必然会使协作信号增强；因此使下一时隙相位校正因子更新为扰动幅值的相反数，

即τ_i[n+1]＝-δ_i[n]，δ[n+1]＝δ[n]*R_D；若b[n-1]b[n]＝10，表明n-1时隙扰动成功，当前时隙扰动失败，使相位校正因子往负向扰动，保持相位扰动步长不变，即τ_i[n+1]＝-δ_i[n]，δ[n+1]＝δ[n]；

步骤8：目的节点更新最大的RSS_best[n+1]后，判断是否满足预定的信号强度要求；如果满足则向所有协作节点发送确认信息，协作节点接收到确认信息后，保持当前的相位权值发送后续的数据信息，可达到最大的通信效率；否则将时隙n自动加1，并重复步骤4-8。