CN107069724B - H桥级联型svg并联谐波环流抑制方法 - Google Patents

Abstract

一种H桥级联型SVG并联谐波环流抑制方法，属于电能质量分析与控制技术领域。本发明的目的是以更简单实用的线性化方式对并联SVG环流大小进行抑制的H桥级联型SVG并联谐波环流抑制方法。本发明的步骤是：设电网侧和SVG的三相A相、B相、C相的基波输出电压都完全对称，并且运行在稳态状态下；直接按照一定时间变换三角载波频率；通过预估环流的程度来推断出载波相位大小的近似范围；调制环流最小值的方法；载波扫频时间平均偏差法来解决此问题；验证步骤的有效性；当并联数为n时对齐所有SVG载波的相位。本发明改善并联SVG间的谐波含量，并为今后更加成熟的消除并联SVG间谐波环流工作奠定技术基础。

Description

H桥级联型SVG并联谐波环流抑制方法

技术领域

本发明属于电能质量分析与控制技术领域。

背景技术

多并联的级联H桥型静止无功发生器(static var generator，SVG)因能提高动态无功补偿的快速性，增大补偿无功的容量，减少系统侧的谐波含量，已经得到了广泛的应用。然而，由于并联SVG之间的高频载波初相位参数不一致，造成大量谐波环流，提高了并联SVG间的谐波含量，影响无功补偿的效果，严重时会造成SVG各阀组直流电容间发生单向充放电，使其与电网连接的重合闸断开，使SVG自动退出系统运行，电网侧功率因数随之瞬间下降，在已有技术层面上很难消除和抑制这些高次谐波环流。

发明内容

本发明的目的是以更简单实用的线性化方式对并联SVG环流大小进行抑制的H桥级联型SVG并联谐波环流抑制方法。

本发明的步骤是：

步骤一、设电网侧和SVG的三相A相、B相、C相的基波输出电压都完全对称，并且运行在稳态状态下；

步骤二、直接按照一定时间变换三角载波频率，减小并联SVG载波相位差直到两载波完全相同，即载波直接变频调相法；

步骤三、若不知道并联SVG载波的相位差，通过预估环流的程度来推断出载波相位大小的近似范围，即载波间接变频调相法；

步骤四、调制环流最小值的方法；需将交流量I_ha变成波动很快的直流量，即将其进行绝对值运算|I_ha|；

步骤五、若SVG输出环流波形不稳定，则每个扫频周期T′_{Δf max}的最小幅值和每个扫频周期达到最小值的时间间隔也会随之不确定，需要载波扫频时间平均偏差法来解决此问题；

步骤六、验证步骤的有效性；

步骤七、当并联数为n时对齐所有SVG载波的相位。

本发明步骤一的设定方法是：取SVG并联数M＝2，单相级联数N＝2，U_sma、U_smb、U_smc为电网三相相电压，i_sa、i_sb、i_sc为电网三相线电流；L_sa、L_sb、L_sc为电网三相等效电抗，L为SVG等效输出电抗；i_ma、i_mb、i_mc分别为模块三相输出电流，Umna、Umnb、Umnc分别为第m号SVG中第n个级联阀组的三相输出相电压，其中m＝1,2，n＝1,2；交流环流量I_ha＝I_1a-I_2a；E_dc为阀组直流侧电容基准电压；并规定的Mmpa、Mmpb、Mmpc分别代表1号SVG三相IGBT开关序号，Dmpa、Dmpb、Dmpc分别代表对应IGBT位置的反并联二极管序号，其中p值取1至8的整数；设电网侧等效三相电压源公共端为O点，1号SVG三相级联末端阀组的中性点为O₁，2号SVG三相级联末端阀组的中性点为O₂，获得主电路结构。

本发明步骤二的方法是：用1号和2号分别代表两个并联的SVG，设SVG中A相各串联阀组按照从与电感相连的阀组到与三相末端节点相连的阀组的顺序，以编号1、2…、n表示；首先选定1号和2号SVG的1号三角载波，分别用Δ₁₁和Δ₂₁表示，将两个三角载波的最大幅值放大到90代表两个载波的实时相位角，再变成与其同相位的两个单位正弦波和两个单位余弦波，相位差Δθ＝θ₁-θ₂，其中

再以1号SVG载波作为变频对象；若Δθ在

范围内，当sinΔθ＜0时，则Δ₁₁滞后于Δ₂₁，即1号SVG的各阀组载波Δ₁比2号SVG各阀组载波Δ₂滞后，则需要增加载波的频率f_c+Δf_c，把载波从频率在f_c+Δf_c开始运行到一个载波周期内Δ₁与Δ₂出现第三个交点之间的时间称为变频时间T_Δf，用以公式(1)表示：

若Δθ在

范围内，当sinΔθ＜0时，认为Δ₁₁超前于Δ₂₂，Δ₁₂超前于Δ₂₃等即Δ₁超前于Δ₂，应该减少载波的频率f_c-Δf_c，经过变频时间T_Δf后Δ₁的频率应变回f_c使sinΔθ＝0；当sinΔθ＞0时，可认为Δ₁₁滞后于Δ_2n，Δ₁₂滞后于Δ₂₁等即Δ₁滞后于Δ₂，应该增加载波的频率f_c+Δf_c，经过变频时间T_Δf后Δ₁的频率应变回f_c使sinΔθ＝0，其以公式(2)表示：

如果载波频率很高则T_{Δf max}应该较大，载波频率较低则T_{Δf max}应该较小，一般T_{Δf max}选择区间在T_{Δf max}＝1～10。

本发明步骤四的方法是：步骤四的方法是：在理想情况下，应在每个载波周期内找到最大值并连接起来得到这种环流I_ha的低频外轮廓波形,若将|I_ha|加上惯性环节后除了滞后微小的时间以外，其得到的轮廓波形与高频环流程度随时间变化的波形基本相似，并将其用I_har表示，为了对每半基波周期进行积分后的平均计算，惯性环节滞后时间应设为每个基波周期的一半，即T＝0.01，使I_har落在0～10之间，比例系数设为G＝100，波形的周期为扫频周期T′_Δf；

运行两个载波相位完全相同的SVG，找到环流的最大值定义为环流的基准I_haref值，再将两个载波的相位差放到最大即

经过第一步调频寻找最低点，应按照得到经处理后的环流I_hcr，计算出最大扫频时T′_{Δf max}间，如式(3)所示：

当T′_{Δf max}＞0.625s时I_{har min}＞I_haref；T′_{Δf max}＝0.625s时I_{har min}＜I_haref，T′_{Δf max}＜0.625s时I_{har min}＜I_haref；

最后测得变频时刻为t0，换原频率时刻为t1,运算

的余数，用μ表示，代表中间运行了多少个扫频周期，最后计算出两个SVG间载波的相角差，如式(4)所示：

本发明步骤五的过程是：在第一个T′_{Δf max}内通过实时环流轮廓数据的比较算法不断地比较前一数据与后一数据的大小，找出周期之内的最小值,并存储得到此最小值数据的时间点t1；再以这一周期的末端时间作为下一个扫频周期的T′_{Δf max}起点，再通过上述比较方法找到在第二个周期之内的最小值并存储得到此最小值数据的时间点t2；以此类推得到t3,在做比较若成立就在t3时刻还原载波频率，若不成立则再比较

若成立则去掉这一时刻的历史数据，即去掉这个奇异点，若不成立则保留这一时刻的历史数据，继续运行下一个扫频周期；得到t4后比较

是否成立，若成立就在t4时刻还原载波频率，若不成立再比较是否成立，若成立则去掉这一时刻的历史数据，若不成立则保留这一时刻的历史数据，以此类推，当且仅当比较公式

成立时，其中ε为一极小时阈值，tn即为最佳时间点，再换回原频率。

本发明步骤六验证过程：先假设2号SVG载波相位比1号SVG的载波滞后0.0001秒，并设Δf＝0.4，因此T′_{Δf max}＝0.625s，又因为经过了T＝0.01秒的惯性环节，那么通过载波扫频时间平均偏差法测量的平均时间应该在即附近。

本发明步骤七对齐方法是：设第i号SVG第一个载波相角与第j号SVG第一个载波相角差为Δθ_ij(i，j＝1，2，...，n)，运算

再分别运算

若Δθ′_i＞0,则应该按步骤二载波直接变频调相法分别对各载波超前调相Δθ′_i；若Δθ′_i＜0,则应该同样按照步骤二分别对各载波滞后调相Δθ′_i；或按照步骤三载波间接变频调相法消除相角差Δθ′_i。

本发明针对级联型H桥结构的SVG并联后产生的谐波环流问题提出三种抑制方法即载波直接变频调相法，载波间接变频调相法以及载波扫频时间平均偏差法，并给出任意SVG单相阀组级联数下抑制SVG环流的处理方法。以便改善并联SVG间的谐波含量，并为今后更加成熟的消除并联SVG间谐波环流工作奠定技术基础。

附图说明

图1a是并联SVG的A相部分环流主电路图；

图1b是并联SVG的B相部分环流主电路图；

图1c是并联SVG的C相部分环流主电路图；

图2是任意载波偏差角下经载波间接变频控制环节输出的环流轮廓波形；

图3是载波间接变频调相法流程图；

图4是扫频周期波形最低点与该周期起始点的之间的时间差测量图。

具体实施方式

本发明假设每个SVG每一相上有n个级联的阀组，在单级倍频载波移相调制方法下对应每个阀组载波的相位差为固定的

(设一个双极性载波周期为2π)，因为不同的SVG载波初相位不同，导致不同SVG的载波与即使相同的调制波比较出来的SPWM控制信号也有相位偏差，设两个SVG间每相上串联的n个的整体载波相位偏差角为δ。

其步骤是：

步骤一、设电网侧和SVG的三相A相、B相、C相的基波输出电压都完全对称，并且运行在稳态状态下；

步骤二、直接按照一定时间变换三角载波频率，减小并联SVG载波相位差直到两载波完全相同，即载波直接变频调相法；

步骤三、若不知道并联SVG载波的相位差，通过预估环流的程度来推断出载波相位大小的近似范围，即载波间接变频调相法；

步骤四、调制环流最小值的方法；需将交流量I_ha变成波动很快的直流量，即将其进行绝对值运算|I_ha|；

步骤五、若SVG输出环流波形不稳定，则每个扫频周期T′_{Δf max}的最小幅值和每个扫频周期达到最小值的时间间隔也会随之不确定，需要载波扫频时间平均偏差法来解决此问题；

步骤六、验证步骤的有效性；

步骤七、当并联数为n时对齐所有SVG载波的相位。

本发明步骤一的设定方法是：取SVG并联数M＝2，单相级联数N＝2，U_sma、U_smb、U_smc为电网三相相电压，i_sa、i_sb、i_sc为电网三相线电流；L_sa、L_sb、L_sc为电网三相等效电抗，L为SVG等效输出电抗；i_ma、i_mb、i_mc分别为模块三相输出电流，Umna、Umnb、Umnc分别为第m号SVG中第n个级联阀组的三相输出相电压，其中m＝1,2，n＝1,2；交流环流量I_ha＝I_1a-I_2a；E_dc为阀组直流侧电容基准电压(SVG各电容在稳态运行时的电压就是控制环节设定的基准电压)；并规定的Mmpa、Mmpb、Mmpc分别代表1号SVG三相IGBT开关序号，Dmpa、Dmpb、Dmpc分别代表对应IGBT位置的反并联二极管序号，其中p值取1至8的整数；设电网侧等效三相电压源公共端(中性点)为O点，1号SVG三相级联末端阀组的中性点为O₁，2号SVG三相级联末端阀组的中性点为O₂，先画出如图1a、1b、1c所示的按A相、B相、C相划分的单相并联SVG并网环流的主电路结构图，并由相同的中性点连接后即可形成三相并联SVG并网环流的主电路结构图。

假设此时并联SVG的各A相的输出电压都处于正半周期，当调制波幅值大于三角载波幅值时,由于1号SVG的A相载波超前于2号SVG，所以经经信号控制，IGBT开关11、14就比21、24先开通δ角,15、18也比25、28先开通δ角，这样就会导致SVG在A相1号和2号SVG间产生电势差，假设这时B相和C相的SVG间不产生电势差，且这时也都同时处于导通的状态，于是SVG产生的电势就比下SVG高,一个逆变器阀组有四个开关组成，只要这个阀组内外有电势差产生，电流就会经过这个阀组，若IGBT开通电流就会通过一对对角的IGBT，否则就会通过另一对对角IGBT开关的反并联二极管，所以A相与B相间(当然A相电势差产生的电流也能同时经C相各阀组形成另一回路)电流的流通回路就会按照以下路径方向流通形成回路：

当调制波幅值小于三角载波幅值时，IGBT开关11、14就比21、24先关断δ角,15、18也比25、28先关断δ角，于是就在两个并联的SVG间产生了频率近似为IGBT开关2倍频率的高频环流。

本发明步骤二的方法是：用1号和2号分别代表两个并联的SVG，设SVG中A相各串联阀组按照从与电感相连的阀组到与三相末端节点相连的阀组的顺序，以编号1、2…、n表示；首先选定1号和2号SVG的1号(任意一个)三角载波，分别用Δ₁₁和Δ₂₁表示，将两个三角载波的最大幅值放大到90代表两个载波的实时相位角，再变成与其同相位的两个单位正弦波(分别用sinθ₁和sinθ₂表示)和两个单位余弦波(分别用cosθ₁和cosθ₂表示)，相位差Δθ＝θ₁-θ₂，其中

再以1号SVG载波作为变频对象；若Δθ在

范围内，当sinΔθ＜0时，则Δ₁₁滞后于Δ₂₁，即1号SVG的各阀组载波Δ₁比2号SVG各阀组载波Δ₂滞后，则需要增加载波的频率f_c+Δf_c，正常情况下每个载波周期内两载波的交点数为2，当一个载波周期内，滞后的载波(Δ₁)与基准载波(Δ₂)存在第3个交点时，则可以认为载波Δ₁赶上了Δ₂即Δ₁消除了滞后的相位，则应该将Δ₁的频率变回f_c，则此时sinΔθ＝0，这样Δ₁和Δ₂就完全相同了；当sinΔθ＞0时，则Δ₁₁超前于Δ₂₁，即Δ₁超前于Δ₂，则应该减少载波的频率f_c-Δf_c，若在一个载波周期内Δ₁与Δ₂出现第三个交点，则可以认为消除了Δ₁超前的相位，此时sinΔθ＝0，则应该将Δ₁的频率变回f_c，也能使Δ₁和Δ₂完全相同。把载波从频率在f_c+Δf_c开始运行到一个载波周期内Δ₁与Δ₂出现第三个交点之间的时间称为变频时间T_Δf，用以公式(1)表示：

若Δθ在

范围内，当sinΔθ＜0时，认为Δ₁₁超前于Δ₂₂，Δ₁₂超前于Δ₂₃等即Δ₁超前于Δ₂，应该减少载波的频率f_c-Δf_c，经过变频时间T_Δf(如下式表示)后Δ₁的频率应变回f_c使sinΔθ＝0；当sinΔθ＞0时，可认为Δ₁₁滞后于Δ_2n，Δ₁₂滞后于Δ₂₁等即Δ₁滞后于Δ₂，应该增加载波的频率f_c+Δf_c，经过变频时间T_Δf后Δ₁的频率应变回f_c使sinΔθ＝0，其以公式(2)表示：

如果载波频率很高则T_{Δf max}应该较大，载波频率较低则T_{Δf max}应该较小，一般T_{Δf max}选择区间在T_{Δf max}＝1～10。

在步骤三中若不知道并联SVG载波的相位差，可以通过预估环流的程度来推断出载波相位大小的近似范围，但是这种方法调结的相位越精确评估体系也就越复杂。可以将这种方法简单化，即载波间接变频调相法。

对SVG间的环流进行处理。通过给元载波频率载波增加微小的固定频率f_c+Δf_c，这样两个载波的相位差就会慢慢的连续的变化，且具有周期性，环流也就会随着这个规律做周期性变化。在前半个载波周期(单极性载波)随相位差越大环流越大，后半个载波周期随相位差越大环流越小。当环流程度最小的时候将载波频率f_c+Δf_c变回f_c，就能在很大程度上抑制这种环流了，即寻找环流最小值I_hamin是解决此问题的关键。但是即使并联的SVG载波相位完全相同也还存在着一定的静态误差或动态误差，使得I_hamin≠0，因此需要找到这个环流最小值。

本发明步骤四的方法是：然后在理想情况下，应在每个载波周期内找到最大值并连接起来得到这种环流I_ha的低频外轮廓波形，但很难直接精确地得到这个波形，若将|I_ha|加上惯性环节后除了滞后微小的时间以外，其得到的轮廓波形与高频环流程度随时间变化的波形基本相似，完全可以近似替代这种低频的外轮廓波形，并将其用I_har表示。为了对每半基波周期进行积分后的平均计算，惯性环节滞后时间应设为每个基波周期的一半，即T＝0.01，又为了想要让波形与环流波形做一个较明显的比较，使I_har落在0～10之间，比例系数设为G＝100，波形的周期为扫频周期T′_Δf。

运行两个载波相位完全相同的SVG，找到环流的最大值定义为环流的基准T_haref值，再将两个载波的相位差放到最大即

经过第一步调频寻找最低点，应按照得到经处理后的环流I_har，计算出最大扫频时T′_{Δf max}间，如式(3)所示：

当T′_{Δf max}＞0.625s时I_{har min}＞Iharef；T′_{Δf max}＝0.625s时I_{har min}＝I_haref，T′_{Δf max}＝0.625s时I_{har min}＜I_haref；所以Δf_c应该小于或等于0.4才能保证环流降到最低点，以致动作时间恰好能在两个SVG载波相位完全相同附近时还原成原载波频率f_c。在n＝2的情况下，如果T′_{Δf max}较小，SVG的变频微量幅度还能够调节，但是经常用级联数更高的SVG(如n＝51)以降低输出电流的谐波含量，那么T′_{Δf max}就会非常小以至于没法达到这种时间的调整精度，所以在保证调频精度的前提下应选择最优频率增量Δf＝0.4。

在级联数n＝2的两个并联SVG不知道载波相位偏差角的情况下，按照第三步变频调制法得到环流I_ha，再通过步骤四变成环流程度波形，选择最优载波频率增量Δf＝0.4，便得到I_har波形，经实验测I_haref＝1.8得，因此只有当I_har-I_haref≤0，载波频率才能回到原频率。如图2所示第一个环流程度最低点I_har-I_haref＞0，所以会掠过第一个变频周期会进入下一个变频周期，因为下一个周期的最低点满足I′_har＝I_har-I_{har ef}≤0，因此还原回原载波频率后环流就保持在这一时刻的环流程度了，即载波相位偏差可近似认为消除了，载波间接变频调相法控制与流程图如图3所示。

最后测得变频时刻为t0，换原频率时刻为t1,运算

的余数，用μ表示，代表中间运行了多少个扫频周期，最后计算出两个SVG间载波的相角差，如式(4)所示：

本发明步骤五的过程是：从载波频率变f_c+Δf_c到的时刻为时间起点，需要不断测量和存储每一时刻和该时刻环流轮廓幅值的历史数据，以便在第一个T′_{Δf max}内通过实时环流轮廓数据的比较算法不断地比较前一数据与后一数据的大小，找出在此周期之内的最小值,并存储得到此最小值数据的时间点t1；然后再以这一周期的末端时间作为下一个扫频周期的T′_{Δf max}起点，再通过上述比较方法找到在第二个周期之内的最小值并存储得到此最小值数据的时间点t2；以此类推得到t3,在做比较

(可设ε＝0.0015)，若成立就在t3时刻还原载波频率，若不成立则再比较

若成立则去掉这一时刻的历史数据，即去掉这个奇异点，若不成立则保留这一时刻的历史数据，继续运行下一个扫频周期；得到t4后比较

是否成立，若成立就在t4时刻还原载波频率，若不成立再比较

是否成立，若成立则去掉这一时刻的历史数据，若不成立则保留这一时刻的历史数据，以此类推，当且仅当比较公式

成立时，其中ε为一极小时阈值，tn即为最佳时间点，再换回原频率。例子如步骤六所示。

本发明步骤六验证过程：先假设2号SVG载波相位比1号SVG的载波滞后0.0001秒，并设Δf＝0.4，因此T′_{Δf max}＝0.625s，又因为经过了T＝0.01秒的惯性环节，那么通过载波扫频时间平均偏差法测量的平均时间应该在

即

附近。

运行计算每个扫频周期内的最低点时间如图4所示，测得t1＝0.215734，t2＝0.211406，t3＝0.215762，t4＝0.222666，t5＝0.217792，t6＝0.213259。

经比较存入t3时刻历史数据，再比较

去掉t4历史数据，去掉t5历史数据，再比较

因此选择在t6时刻还原频率即可，而此时刻的幅值是比较接近理想值的，进而验证了此方法的正确性，最后也就知道并联SVG载波之间的相角差近似为

即

本发明以上是针对两个并联SVG各载波相位有偏差的调相算法，下面应该讨论当并联数为n时如何快速有效的对齐所有SVG载波的相位。

设第i号SVG第一个载波相角与第j号SVG第一个载波相角差为Δθ_ij(i，j＝1，2，...，n)，运算

再分别运算

若Δθ′_i＞0,则应该按步骤二载波直接变频调相法分别对各载波超前调相Δθ′_i；若Δθ′_i＜0,则应该同样按照步骤二分别对各载波滞后调相Δθ′_i；或按照步骤三载波间接变频调相法消除相角差Δθ′_i。这样就能够消除各个SVG间的载波相位偏差了，因此由载波初相位差引起的在SVG间的高次谐波环流也就会随之抑制甚至消除了。

Claims (4)

1.一种H桥级联型SVG并联谐波环流抑制方法，其特征在于：

步骤一、设电网侧和SVG的三相A相、B相、C相的基波输出电压都完全对称，并且运行在稳态状态下；

步骤二、若已知SVG的载波相位，可直接调整三角载波频率相位，减小并联SVG载波相位差直到两载波完全相同，即载波直接变频调相法；

具体的方法步骤是：用1号和2号分别代表两个并联的SVG，设SVG中A相各串联阀组按照从与电感相连的阀组到与三相末端节点相连的阀组的顺序，以编号1、2…、N表示；首先选定1号和2号SVG的三角载波，测量两台SVG的载波实时相位，计算载波相位差Δθ＝θ₁-θ₂；以1号SVG载波作为变频对象：若

当sinΔθ＜0时，1号SVG的载波比2号SVG载波滞后，则需要将载波频率增加为f_c+Δf_c；把载波从频率在f_c+Δf_c开始运行到一个载波周期内1号SVG的载波与2号SVG的载波出现第三个交点之间的时间称为变频时间T_Δf，用以公式(1)表示：

若sinΔθ＞0时，1号SVG的载波比2号SVG载波超前，则需要将载波频率减少为f_c-Δf_c；

若

当sinΔθ＜0时，1号SVG的载波超前于2号SVG的载波，载波频率减少为f_c-Δf_c，经过变频时间T_Δf后1号SVG的载波的频率应变回f_c使sinΔθ＝0；当sinΔθ＞0时，载波频率增加为f_c+Δf_c，经过变频时间T_Δf后1号SVG的载波的频率应变回f_c使sinΔθ＝0，其以公式(2)表示：

如果载波频率较高则T_Δfmax较大，载波频率较低则T_Δfmax较小，T_Δfmax选择区间在T_Δfmax＝1～10；

步骤三、若不知道并联SVG载波的相位差，通过预估环流的程度来推断出载波相位的范围，即载波间接变频调相法；

步骤四、调制环流最小值的方法；需将谐波环流I_ha变成波动很快的直流量，即将其进行绝对值运算|I_ha|；

详细过程是：在理想情况下，应在每个载波周期内找到最大值并连接起来得到谐波环流I_ha的低频外轮廓波形，若将|I_ha|加上惯性环节后除了滞后微小的时间以外，其得到的轮廓波形与高频环流程度随时间变化的波形基本相似，并将其用I_har表示，为了对每半基波周期进行积分后的平均计算，惯性环节滞后时间应设为每个基波周期的一半，即T＝0.01s，使I_har落在0～10之间，比例系数设为G＝100，波形的周期为扫频周期T′_Δf；

运行两个载波相位完全相同的SVG，找到环流的最大值定义为谐波环流的基准I_haref值，再将两个载波的相位差放到最大即

经过第一步调频寻找最低点，应按照得到经处理后的谐波环流I_har，计算出最大扫频时间T′_Δfmax，如式(3)所示：

当T′_Δfmax＞0.625s时I_harmin＞I_haref；T′_Δfmax＝0.625s时I_harmin＝I_haref，T′_Δfmax＜0.625s时I_harmin＜I_haref；

最后测得变频时刻为t0，还原频率时刻为t1，运算

的余数，用μ表示，代表中间运行了多少个扫频周期，最后计算出两个SVG间载波的相角差，如式(4)所示：

步骤五、若SVG输出环流波形不稳定，则每个扫频周期T′_Δfmax的最小幅值和每个扫频周期达到最小值的时间间隔也会随之不确定，需要载波扫频时间平均偏差法来解决此问题；

具体过程是：在第一个T′_Δfmax内通过实时环流轮廓数据的比较算法不断地比较前一数据与后一数据的大小，找出周期之内的最小值，并存储得到此最小值数据的时间点t1；再以这一周期的末端时间作为下一个扫频周期的T′_Δfmax起点，再通过上述比较方法找到在第二个周期之内的最小值并存储得到此最小值数据的时间点t2；以此类推得到t3，判断

是否成立，若成立就在t3时刻还原载波频率，若不成立则再判断

是否成立，若成立则去掉这一时刻的历史数据，即去掉这个奇异点，若不成立则保留这一时刻的历史数据，继续运行下一个扫频周期，得到t4后判断

是否成立，若成立就在t4时刻还原载波频率，若不成立再判断

是否成立，若成立则去掉这一时刻的历史数据，若不成立则保留这一时刻的历史数据；以此类推，当且仅当判断公式成立时，其中ε为一极小时阈值，tn即为最佳时间点，再恢复原频率；

步骤六、验证步骤五的有效性；

步骤七、当并联数为M时对齐所有SVG载波的相位。

2.根据权利要求1所述的H桥级联型SVG并联谐波环流抑制方法，其特征在于：步骤一的设定方法是：取SVG并联数M＝2，单相级联数N＝2，U_sma、U_smb、U_smc为电网三相相电压，i_sa、i_sb、i_sc为电网三相线电流；L_sa、L_sb、L_sc为电网三相等效电抗，L为SVG等效输出电抗；i_ma、i_mb、i_mc分别为模块三相输出电流，U_mna、U_mnb、U_mnc分别为第m号SVG中第n个级联阀组的三相输出相电压，其中m＝1，2，n＝1，2；谐波环流I_ha＝I_1a-I_2a，E_dc为阀组直流侧电容基准电压；并规定Mmpa、Mmpb、Mmpc分别代表1号SVG三相IGBT开关序号，Dmpa、Dmpb、Dmpc分别代表对应IGBT位置的反并联二极管序号，其中p值取1至8的整数；设电网侧等效三相电压源公共端为O点，1号SVG三相级联末端阀组的中性点为O_1，2号SVG三相级联末端阀组的中性点为O₂，获得主电路结构。

3.根据权利要求1所述的H桥级联型SVG并联谐波环流抑制方法，其特征在于：步骤六验证过程：先假设2号SVG载波相位比1号SVG的载波滞后0.0001秒，并设Δf_c＝0.4，因此T′_Δfmax＝0.625s，又因为经过了T＝0.01秒的惯性环节，那么通过载波扫频时间平均偏差法测量的平均时间在附近。

4.根据权利要求1所述的H桥级联型SVG并联谐波环流抑制方法，其特征在于：步骤七对齐方法是：设第i号SVG第一个载波相角与第j号SVG第一个载波相角差为Δθ_ij，其中i，j＝1，2，...，n，运算

这里，其中M是SVG的并联总数，

则按步骤二载波直接变频调相法分别对各载波超前调相

若

则按照步骤二分别对各载波滞后调相

或按照步骤三载波间接变频调相法消除相角差

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