CN107040138B - 一种直流降压变换器复合电流约束控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种直流降压变换器的复合电流约束控制方法，包括步骤：分别以直流降压变换器的电容电压、电感电流为状态量，建立直流降压变换器标称系统的状态空间平均模型；建立基准电流约束控制器；根据直流降压变换器系统的参数摄动、输入电压波动及负载突变扰动，建立直流降压变换器受扰状态平均模型；构造广义比例积分观测器，并获得时变扰动估计值；引入所述基准电流约束控制器，对时变扰动进行补偿，以得到复合电流约束控制器；计算得到控制量，及控制量由输出模块输出以得到PWM驱动信号，控制降压变换器的开关管，实现降压变换器的电压控制。本发明可在满足电流约束功能基础上，兼顾系统的输出电压跟踪快速性、准确性及抗扰动性能的要求。
Description
技术领域
本发明涉及一种直流降压变换器的复合电流约束控制方法，属于电力电子变换器的技术领域。
背景技术
随着全球环境的日益恶化和传统化石能源的短缺，努力开发可再生新能源已经成为各国的共识。这大大促进了面向新能源的直流降压变换器系统在多种电压调节系统中的广泛应用。直流降压变换器系统在其中起到了极其重要的作用，其应用场合包括：高压直流输配电系统、太阳能光伏发电系统、电动汽车系统，工业自动化系统及军事航天系统等领域。降压变换器输出电压响应速度、抗扰动能力和跟踪精度都对与其连接的电气设备起到至关重要的作用，因而对于直流降压变换器的高精度控制研究受到越来越多的关注。此外，尤其是在大功率应用场合，通过数字控制器实现对于启动瞬时电流约束的同时，兼顾输出电压的动态响应和抗扰动性能也成为研究的热点。
研制一种同时兼顾动、静态性能的的高精度控制器已经成为一个迫切的任务。在实际应用中，传统的控制算法为取得输出电压的快速响应，往往会导致启动瞬间过大的瞬时电流。过大的瞬时电流很容易造成硬件电路的损坏，这种现象在大功率的应用系统尤为明显。现有的方案主要是从硬件角度来实现电流保护，通过在系统中增加额外的硬件保护电路来实现对于电流的约束，保证整个系统的安全运行。但这种方案一方面增加了系统的硬件成本，另一方面也增加了系统的电能损耗降低了系统效率。因此，研究者更倾向于从数字控制算法的角度来解决这一问题。很自然的思路就是通过减小控制器的增益，使得瞬时电流不会超过限制的数值。但这种方案往往无法兼顾动、静态性能，在一定程度上牺牲了闭环系统的性能。
除电流约束问题之外，直流降压变换器控制精度还受到多种时变扰动的影响，其中最主要的扰动包括模型参数摄动、输入电压波动和负载电阻突变。由于物理传感器很难精确测量上述时变扰动，扰动观测和前馈补偿被证明是提升系统抗扰动能力的有效方法。基于扰动观测器的控制方法在电力电子变换器系统中得到了广泛研究。文献(丁世宏,王加典, 黄振跃,等.Buck变换器扰动补偿控制算法及实现[J].农业工程学报,2015,31(8):214-220.)通过设计扰动观测器(DOB)对系统中的参数不确定和负载变换进行估计和补偿，提高系统的抗扰动能力，实现对于输出电压的快速跟踪。但该方法设计扰动观测器只能实现对于慢变扰动的估计，在估计时变扰动时，始终存在估计误差，无法实现对于时变扰动的精确补偿。
文献(Sun B,Gao Z.,A DSP-based active disturbance rejection controldesign for a 1-kW H-bridge DC-DC power converter[J],IEEE Transactions onIndustrial Electronics,2005,52(5):1271-1277.)中设计一种主动抗扰动方案，对系统扰动进行精确估计和补偿，实验结果表明该方案能够实现对于系统扰动的有效抑制，达到较高的跟踪精度。但该方法没有考虑启动电流约束问题，在大功率的工况中，过大的瞬时电流容易导致电路硬件损坏，无法满足系统的安全性的要求。
发明内容
本发明所要解决的技术问题在于克服现有技术的不足，提供一种直流降压变换器的复合电流约束控制方法，解决控制器实现对于启动瞬时电流约束的同时，无法良好地兼顾输出电压的动态响应和抗扰动性能的问题，结合动态增益约束算法和广义比例积分观测器，实现对直流降压变换器启动电流保护的同时，兼顾系统的输出电压跟踪快速性、准确性及抗扰动性能的要求。
本发明具体采用以下技术方案解决上述技术问题：
一种直流降压变换器的复合电流约束控制方法，包括以下步骤：
步骤1、分别以直流降压变换器的电容电压、电感电流为状态量，采用时间平均技术，建立直流降压变换器标称系统的状态空间平均模型；
步骤2、基于启动电流约束的同时兼顾输出电压的动态响应速度，建立基于动态增益方法的基准电流约束控制器；
步骤3、根据直流降压变换器系统的参数摄动、输入电压波动及负载突变扰动，建立直流降压变换器受扰状态平均模型；及根据所述模型中时变扰动构造广义比例积分观测器，并对时变扰动进行估计获得时变扰动估计值；
步骤4、将步骤3所得时变扰动估计值引入所述基准电流约束控制器，对时变扰动进行补偿，以得到复合电流约束控制器；
步骤5、利用步骤4所得复合电流约束控制器对采集的系统电压计算得到控制量，及控制量由输出模块输出以得到频率固定且占空比可变的PWM驱动信号；根据所述PWM驱动信号控制降压变换器的开关管，实现降压变换器的电压控制。
进一步地，作为本发明的一种优选技术方案，所述步骤1中建立直流降压变换器标称系统的状态空间平均模型为：
其中，Vo为电容电压，iL为电感电流，C0、R0、L0和Vin0分别为直流降压变换器中电容、电阻、电感和输入电压的标称值，u为控制量占空比信号，t为时间。
进一步地，作为本发明的一种优选技术方案，所述步骤2建立基于动态增益方法的基准电流约束控制器，具体包括：
步骤21、定义直流降压变换器的电压跟踪误差及状态变量，获得直流降压变换器的误差动态方程；
步骤22、结合变换器的启动阶段最大允许电流值，获取状态变量的的上下限；
步骤23、基于所述变换器的启动阶段最大允许电流，设计电流约束动态增益，得到基准电流约束控制器；
步骤24、将所得基准电流约束控制器带入直流降压变换器的误差动态方程，获得闭环系统方程。
本发明采用上述技术方案，能产生如下技术效果：
1、本发明将嵌入动态增益的电流约束控制算法和广义比例积分观测器应用于直流降压变换器，首先利用嵌入动态增益的电流约束算法设计基准电流约束控制器，并保证电流约束效果严格满足。其次，根据受扰降压变换器平均模型，设计广义比例积分观测器对时变扰动进行精确估计和补偿。本发明方案设计的复合电流约束控制器在满足电流约束功能的基础上，兼顾系统的输出电压跟踪快速性、准确性及抗扰动性能的要求。
2、本发明所设计的复合电流约束控制器，结构简单易于实现，明显提高系统的抗扰动能力和系统容错能力以及降低系统成本，满足降压变换器在高精度领域的应用，具有很好的应用价值。
附图说明
图1是本发明直流降压变换器的控制框图。
图2是本发明直流降压变换器的平台结构示意图。
图3(a)、图3(b)、图3(c)分别是本发明方法在启动阶段输出电压响应曲线图、电感电流约束效果比较曲线图、控制量曲线图。
图4(a)、图4(b)、图4(c)分别是本发明方法在负载由20Ω突变为40Ω情况下的输出电压响应曲线图、电感电流响应曲线图、控制量曲线图。
图5(a)、图5(b)、图5(c)分别是本发明方法在输入电压由50V波动到60V情况下的输出电压响应曲线图、电感电流响应曲线图、控制量曲线图。
具体实施方式
下面结合说明书附图对本发明的实施方式进行描述。
如图1和2所示，本发明设计了一种直流降压变换器的复合电流约束控制方法，该方法具体包括以下步骤：
步骤1、分别以直流降压变换器的电容电压、电感电流为状态量，采用时间平均技术，建立直流降压变换器标称系统的状态空间平均模型。
如图1和图2所示，分别为直流降压变换器的基本控制结构、平台结构。Vin为输入电压，L为滤波电感，VD为二极管，VT为开关管，C为输出端电容，R为负载电阻，u为开关管VT的控制量输入即控制器输出，Vo为电容电压，利用电压传感器采集测量系统的电压信号，输入到dSAPCE DS1103实时控制器的A/D采集端口，在PowerPC处理器中运行控制算法运算得到控制量信号，通过PWM输出模块直接输出频率固定占空比可变的控制信号。同时dSPACEDS1103实时控制器与上位机电脑进行数据传输，显示测得电压波形并实时更改控制器参数。控制器输出的PWM信号经驱动电路模块控制开关管实现对降压变换器的闭环控制，实现电容电压Vo对参考电压的跟踪。以系统的电感电流iL、电容电压Vo为状态变量，依靠时间平均技术，建立标称系统状态空间平均模型：
其中，Vo为电容电压，iL为电感电流，C0、R0、L0和Vin0分别为直流降压变换器中电容、电阻、电感和输入电压的标称值，u为控制量占空比信号，t为时间。
步骤2、基于启动电流约束和兼顾输出电压的动态响应速度，建立基于动态增益方法的基准电流约束控制器。具体如下：
步骤21、定义直流降压变换器的电压跟踪误差其中为参考电压；及状态变量获得直流降压变换器的误差动态方程为：
步骤22、结合变换器的启动阶段最大允许电流值，获取状态变量的上下限；即结合变换器硬件电路设计情况设置启动阶段最大允许电流值M，为防止损坏硬件电路，电感电流必须时刻满足|iL|＜M。根据欧姆定律可知在正常运行工况下满足：
其中为参考电压，M为启动阶段最大允许电流值，R0为变换器系统电阻标称值。同时iL∈(-M,M)可得：
为简化表达，令K为状态e2的下限 为状态e2的上限则上式可以等价为：
步骤23、基于所述变换器的启动阶段最大允许电流，设计电流约束动态增益，得到基准电流约束控制器为：
其中k1,k2＞0为控制器变量，l＞0为控制电流约束效果的变量。
步骤24、为证明电流约束效果，将设计的基准电流约束控制器带入直流降压变换器的误差动态方程，可得如下闭环系统方程：
考虑上述闭环系统方程，为证明电流约束效果，选取如下Lyapunov函数：
对Lyapunov函数求导，并带入闭环系统方程，可得：
当iL∈(-M,M)即时，容易得到Lyapunov函数的导数为负定的结论。此外，因为e1有界，这意味着输出电压vo也同时为有界的。
对状态e2设计一个Lyapunov函数并对V2求导可得：
当 等式右侧是一个关于e1,e2的连续函数。其中当电流iL→±M时，从而保证电流iL不会到达所设置的最大允许值M。
步骤3、根据直流降压变换器系统的参数摄动、输入电压波动及负载突变扰动，建立直流降压变换器受扰状态平均模型；及根据所述模型中时变扰动构造广义比例积分观测器，并对时变扰动进行估计获得时变扰动估计值；具体如下：
步骤31、考虑参数摄动，输入电压波动和电阻突变等扰动的影响，建立直流降压变换器受扰状态平均模型：
其中，Vo为电容电压，iL为电感电流，C0、R0、L0和Vin0分别为直流降压变换器中电容、电阻、电感和输入电压的标称值，u为控制量占空比信号，ΔC和ΔL均为参数摄动，ΔR和ΔVin分别为负载突变和输入电压波动，t为时间。
步骤32、在所建立的受扰状态空间平均模型基础上，将参数摄动、输入电压波动和负载突变视为集总扰动，进行坐标变换：
其中， Vo为电容电压，iL为电感电流，C0、R0、L0和Vin0分别为直流降压变换器中电容、电阻、电感和输入电压的标称值，u为控制量占空比信号，ΔC 和ΔL均为参数摄动，ΔR和ΔVin分别为负载突变和输入电压波动，t为时间；
步骤33、如图2所示，分别对模型中的时变集中扰动d1(t)和d2(t)构造广义比例积分观测器，具体形式如下所示：
第一广义比例积分观测器：
其中w1，w2，...，wn和wn+1分别为输出电压vo的估计值，时变扰动d1估计值,…,时变扰动d1的n-1阶导数的估计值，时变扰动d1的n阶导数的估计值；αi,(i＝1,2,..,n+1)为待设计的观测器增益，通过设置观测器增益可使观测器获得理想的动态响应。
第二广义比例积分观测器：
其中v1，v2，...，vm和vm+1分别为电感电流iL的估计值，时变扰动d2的估计值,…,时变扰动d2的m-1阶导数的估计值，时变扰动d2的m阶导数的估计值；βj,(j＝1,2,..,n+1)为待设计的观测器增益，以获得理想的扰动估计效果。
步骤4、将步骤3所得时变扰动估计值引入所述基准电流约束控制器，对时变扰动进行补偿，以得到复合电流约束控制器。
在已设计完成基准电流约束控制器和广义比例积分观测器的基础上，将时变扰动的估计值引入基准电流约束控制器，对时变扰动进行精确补偿，消除时变扰动对输出电压跟踪精度的影响，所得到的复合电流约束控制器具体表达式为：
其中，为参考电压；vo为电容电压；iL为电感电流C0、R0、L0和Vin0分别为直流降压变换器中电容、电阻、电感和输入电压的标称值；
所述k1,k2＞0为控制器变量，l＞0为控制电流约束效果的变量，K为状态变量e2的下限 为状态变量e2的上限所述M为启动阶段最大允许电流值；w2,w3分别为时变扰动d1和的估计值，v2为时变扰动d2的估计值。
步骤5、利用步骤4所得复合电流约束控制器对采集的系统电压计算得到控制量，及控制量由输出模块输出以得到占空比可变的PWM驱动信号；根据所述PWM驱动信号控制降压变换器的开关管，实现降压变换器的电压控制。具体包括：
步骤51、在得到的复合电流约束控制器基础上，利用dSPACE DS1103实时控制器中的A/D采样模块，将直流降压变换器中的电压传感器采集到的电容电压即输出电压转换为数字信号。
步骤52、根据数字信号获得复合电流约束控制器的控制量并经dSPACE DS1103实时控制器的PWM模块输出，得到频率固定占空比可变的PWM驱动信号。
步骤53、利用频率固定占空比可变的PWM驱动信号控制直流降压变换器的开关管，实现直流降压变换器的输出电压控制。
为了进一步验证本实例提出的基于广义比例积分观测器和电流约束控制技术的直流降压变化系统控制的有效性，本实例中的实验平台是直流降压Buck变换器系统，基于dSPACE DS1103实时控制器的全数字控制实现方式，编程语言为MATLAB语言。系统的主要组成部分有由dSPACE公司的实时控制器为核心组成的控制器部分、由场效应管MOSFET为核心的直流降压变换器主电路部分，由负载功率电阻、霍尔电压、电流传感器组成的测量电路部分。
为了验证本发明所设计的复合电流约束控制方法的有效性，将本发明设计的控制器在实时控制器上进行了实现。首先考虑在启动情况下，对比传统PID控制器以及加入电压跟踪误差积分的基准电流约束控制器，简称Baseline CC+I，验证所提出的复合电流约束控制器，简称Composite CC+GPIO对应输出电压的响应速度和跟踪精度。
输入电压为50V，目标跟踪电压为24V，电路系统的参数见下表1。启动阶段输出电压、电感电流和控制量的曲线如图3(a)-图3(c)所示。在本实例中，考虑到电路硬件承受能力，将最大允许电流值M设置为4A，可以明显看到本发明所设计的电流约束控制器可以有效限制启动瞬间电流，保证电感电流不会超过约束值M。而传统的PID控制因不具备电流约束能力，可以看到其启动电流远远超过系统承受范围，极易造成硬件损坏。
表1系统基本参数
当负载电阻从20Ω突变为10Ω时，输出电压、电感电流和控制量的曲线如图4(a)-图 4(c)所示，本发明所提出的复合电流约束控制器方法，简称Composite CC+GPIO，在负载改变后，输出电压经小幅波动后迅速恢复至24V，迅速抑制了负载扰动对于电路系统输出电压的影响。在其他比较方法中，较大的电压跌落和较长的恢复时间都严重影响了降压变换器输出电压的动态响应速度和静态跟踪精度。
将输入电压从50V突变为60V时，输出电压、系统状态x2和控制量的曲线图如图5(a)- 图5(c)所示，同样可以得到本发明所设计的Composite CC+GPIO控制算法可以有效抑制输入电压波动带来的影响。从图3(a)-图3(c)，图4(a)-图4(c)和图5(a)-图5(c)可以看出，本发明提出的算法在很大程度上在保证直流降压变换器系统电流约束的同时，兼顾系统输出电压响应的快速性和准确性要求。
本实施例将基于广义比例积分的复合电流约束控制技术用于直流降压变换器系统的控制，实验结果表明本方法普适性强，在降压变换器系统存在参数摄动、输入电压波动及负载突变情况下，系统能够及时对扰动进行抑制，提高系统输出电压的跟踪精度和速度，满足电力电子直流降压变换器系统在高性能高精度领域的应用。且通过设计数字化复合电流约束控制器，保证电感电流不超过限制值，有效保护电路系统硬件。
上面结合附图对本发明的实施方式作了详细说明，但是本发明并不限于上述实施方式，在本领域普通技术人员所具备的知识范围内，还可以在不脱离本发明宗旨的前提下做出各种变化。
Claims (1)
1.一种直流降压变换器的复合电流约束控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1、分别以直流降压变换器的电容电压、电感电流为状态量，采用时间平均技术，建立直流降压变换器标称系统的状态空间平均模型，具体为：
其中，Vo为电容电压，iL为电感电流，C0、R0、L0和Vin0分别为直流降压变换器中电容、电阻、电感和输入电压的标称值，u为控制量占空比信号，t为时间；
步骤2、基于启动电流约束的同时兼顾输出电压的动态响应速度，建立基于动态增益方法的基准电流约束控制器，具体包括：
步骤21、定义直流降压变换器的电压跟踪误差及状态变量，获得直流降压变换器的误差动态方程；
步骤22、结合直流降压变换器的启动阶段最大允许电流值，获取状态变量的上下限；
步骤23、基于所述直流降压变换器的启动阶段最大允许电流，设计电流约束动态增益，得到基准电流约束控制器，具体为：
其中，及
上式中，u为控制量占空比信号；e1为电压跟踪误差；e2为状态变量；为状态变量e2的上限，K为状态变量e2的下限；k1＞0和k2＞0为控制器变量，l＞0为控制电流约束效果的变量；并且，所述Vo为电容电压，为参考电压；iL为电感电流；C0、R0和Vin0分别为直流降压变换器中电容、电阻和输入电压的标称值；
步骤24、将所得基准电流约束控制器带入直流降压变换器的误差动态方程，获得闭环系统方程；
步骤3、根据直流降压变换器标称系统的参数摄动、输入电压波动及负载突变的时变扰动，建立直流降压变换器受扰状态平均模型；及根据所述直流降压变换器受扰状态平均模型中时变扰动构造广义比例积分观测器，并对时变扰动进行估计获得时变扰动估计值；具体包括：
步骤31、根据直流降压变换器系统的参数摄动、输入电压波动及负载突变扰动，建立直流降压变换器受扰状态平均模型，具体为：
其中，Vo为电容电压，iL为电感电流，C0、R0、L0和Vin0分别为直流降压变换器中电容、电阻、电感和输入电压的标称值，u为控制量占空比信号，ΔC和ΔL均为参数摄动，ΔR和ΔVin分别为负载突变和输入电压波动，t为时间；
步骤32、将参数摄动、输入电压波动和负载突变视为集总扰动，进行坐标变换：
其中，
步骤33、分别对所述直流降压变换器受扰状态平均模型中的时变集中扰动d1(t)和d2(t)分别构造第一和第二广义比例积分观测器；
所述第一广义比例积分观测器为：
其中，w1为电容电压vo估计值，w2为时变扰动d1估计值，w3为时变扰动d1的一阶导数估计值，…,wn-1为时变扰动d1的n-3阶导数估计值,wn为时变扰动d1的n-2阶导数估计值，wn+1为时变扰动d1的n-1阶导数的估计值；αi,(i＝1,2,..,n+1)为待设计的第一广义比例积分观测器增益；
所述第二广义比例积分观测器为：
其中v1为电感电流iL估计值，v2为时变扰动d2估计值，v3为时变干扰d2的一阶导数估计值，...vm-1为时变扰动d2的m-3阶导数估计值，vm为时变扰动d2的m-2阶导数估计值，vm+1为时变扰动d2的m-1阶导数的估计值；βj,(j＝1,2,..,m+1)为待设计的第二广义比例积分观测器增益；
步骤4、将步骤3所得时变扰动估计值引入所述基准电流约束控制器，对时变扰动进行补偿，以得到复合电流约束控制器，具体为：
其中，为参考电压；vo为电容电压；iL为电感电流；C0、R0、L0和Vin0分别为直流降压变换器中电容、电阻、电感和输入电压的标称值；
所述k1＞0和k2＞0为控制器变量，l＞0为控制电流约束效果的变量，K为状态变量e2的下限， 为状态变量e2的上限，M为启动阶段最大允许电流值；w2为时变扰动d1的估计值，w3为时变扰动d1的一阶导数的估计值，v2为时变扰动d2的估计值；
步骤5、利用步骤4所得复合电流约束控制器对采集的系统电容电压计算得到控制量，控制量由输出模块输出占空比可变的PWM驱动信号；根据所述PWM驱动信号控制直流降压变换器的开关管，实现直流降压变换器的电压控制。
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