CN107005517A - 用于hd无线电信号qam调制的峰均功率比抑制 - Google Patents

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Abstract

一种峰均功率抑制方法，包括：(a)用一组数据对包括一组子载波的信号进行正交幅度调制，以产生OFDM调制符号向量；(b)限制调制符号向量的幅度以产生第一受限OFDM调制符号；(c)解调所述第一受限OFDM调制符号以恢复失真的QAM星座；(d)约束从所述第一受限OFDM调制符号恢复的失真QAM星座中的点，以产生受约束的QAM星座；(e)利用受约束的QAM星座调制OFDM符号向量，以产生修正的调制OFDM符号；和(f)输出修正的调制OFDM符号。实现该方法的发射机也得以提供。

Description

用于HD无线电信号QAM调制的峰均功率比抑制
技术领域
本发明涉及用于射频信号的信号处理，更具体地说，涉及用于降低正交幅度调制(QAM)正交频分调制(OFDM)射频信号中的峰均功率比(PAR)的信号处理。
背景技术
HD RAdioTM数字广播是提供数字质量音频的媒介，其优于现有的模拟广播格式。AM和FM HD无线电信号都能够以混合格式传输，其中数字调制信号与当前广播模拟AM或FM信号共存，或在全数字格式中没有模拟信号。带内频道(IBOC)HD无线电系统不需要新的频谱分配，因为每个HD无线电信号在现有AM或FM频道分配的相同频谱掩模内同时传输。IBOC HD无线电广播促进了频谱的经济性，同时使广播公司能够向他们目前的听众提供数字质量的音频。在美国专利No.6549544中描述了HD Radio数字广播系统，其通过引用并入本文。国家无线电系统委员会，由全国广播公司协会和消费电子协会赞助的一个标准制定组织，由国家广播公司协会和消费电子协会赞助的标准制定组织国家无线电系统委员会，采用了名为NRSC-5C的IBOC标准，其公开内容通过引用并入本文，其阐述了在AM和FM广播信道上广播数字音频和辅助数据的要求。该标准的副本可从NRSC获取，网址为http:// www.nrscstandards.org。
HD无线电广播系统使用一组正交频分复用(OFDM)子载波来传送数字信号。OFDM调制是众所周知的技术，其在以不同的等间隔频率调制的多个子载波上并行地调制信息符号的向量，它们彼此正交。这确保不同的子载波在正常信道条件下不相互干扰。OFDM调制已证明是在经历各种类型的多径和线性失真的信道上传输的有效手段。
OFDM众所周知的缺点是其相对高的PAR。对于大量子载波，OFDM信号的每个复杂维度(同相和正交)接近高斯分布。这带来了接近瑞利分布的信号幅度(功率的平方根)概率密度函数(PDF)。虽然瑞利分布具有理论上无限的峰值，但是OFDM峰值受并行子载波数量(例如，100或20dB)的限制，或者更实际地，典型的峰值能够被限制为约12dB，因为在剪辑Rayleigh PDF的不可能尾部(例如，高于12dB的PAR)时几乎没有失真。高功率放大器(HPA)功率效率受到影响，因为在操作中需要大的功率补偿以最小化峰值失真。该峰值失真不仅使子载波调制失真(即，增加噪声)，而且由于互调失真而发生不期望的带外发射。这种泄漏，在所期望的频谱占用之外是最高的，在HPA输出之后特别难用滤波器抑制。
现在已经有几种不同类型的PAR降低技术。在2000年10月3日公布的标题为“降低数字广播系统中峰均功率比的方法和装置”(Method And Apparatus For Reducing Peak-To-Average Power Ratio In Digital Broadcasting Systems)的美国专利No.6128350中描述了一种峰均功率比降低技术。在2009年6月2日公布的题为“FM OFDM传输的峰均功率降低”(Peak-To-Average Power Reduction For FM OFDM Transmission)的美国专利No.7542517中描述了另一种峰均功率比降低技术。在2014年8月5日公布的标题为“混合FMHD无线电传输的峰均功率比降低”(Peak-To-Average Power Ratio Reduction ForHybrid FM HD Radio Transmission)的美国专利No.8798196中描述了另一种峰均功率比降低技术。美国专利号6128350、7542517和8798196通过引用并入本文。然而，当相关的信号包含QAM调制时，这些PAR抑制技术无法实现PAR抑制。
发明内容
第一方面，本发明提供了一种方法，包括：(a)用一组数据对包括一组子载波的信号进行正交幅度调制，以产生OFDM调制符号向量；(b)限制所述调制符号向量的幅度以产生第一受限OFDM调制符号；(c)解调所述第一受限OFDM调制符号以恢复失真的QAM星座；(d)约束从所述第一受限OFDM调制符号中恢复的失真的QAM星座中的点，以产生受约束的QAM星座，其中：在所述失真的QAM星座拐角上的点被约束为同相和正交值均大于或等于第一最小阈值；沿着所述失真的QAM星座边缘(但不是拐角)的点被约束为，要么同相值大于或等于第二最小阈值，且正交值限制在未失真星座点的任一侧上的第一预定范围，要么正交值大于或等于第三最小阈值，且同相值限制在未失真星座点的任一侧上的第二预定范围；并且所述失真的QAM星座的内部点被约束为同相和正交值均小于或等于未失真星座点任一侧上值的第三预定范围；(e)用所述受约束的QAM星座调制OFDM符号向量，以产生修正的调制OFDM符号；和(f)输出所述修正的调制OFDM符号。
另一方面，本发明还提供了一种发射机，包括：调制器，其被配置为用一组数据对包括一组子载波的信号进行正交幅度调制，以产生OFDM调制符号向量；处理电路，其被配置为(a)限制所述调制符号向量的幅度以产生第一受限OFDM调制符号；(b)解调所述第一受限OFDM调制符号以恢复失真QAM星座；(c)约束从所述第一受限OFDM调制符号中恢复的失真的QAM星座中的点，以产生受约束的QAM星座，其中：在所述失真的QAM星座拐角上的点被约束为同相和正交值均大于或等于第一最小阈值；沿着所述失真的QAM星座边缘(但不是拐角)的点被约束为，要么同相值大于或等于第二最小阈值，且正交值限制在未失真星座点的任一侧上的第一预定范围，要么正交值大于或等于第三最小阈值，且同相值限制在未失真星座点的任一侧上的第二预定范围；并且所述失真的QAM星座的内部点被约束为同相和正交值均小于或等于未失真星座点任一侧上值的第三预定范围；(d)用所述受限QAM星座调制OFDM符号向量，以产生修正的调制OFDM符号；和(e)输出所述修正的调制符号；和放大器，用于放大所述修正的调制OFDM符号。
附图说明
图1是具有PAR抑制的发射机的简化框图；
图2是PAR抑制算法的顶级流程图；
图3是FM 16-QAM信号星座的示意图；
图4是FM 64-QAM信号星座的示意图；
图5示出了8次迭代之后混合64-QAM信号星座；
图6示出了8次迭代的FM峰均功率比；
图7是AM 16-QAM信号星座的示意图；
图8是AM 64-QAM信号星座的示意图；
图9示出了8次迭代之后的AM压缩带宽波形64-QAM信号星座图；
图10示出了8次迭代的峰均功率比；
图11示出了用于在全数字HD无线电系统中帮助降低PAR的AM主载波调整技术；
图12是AM全数字仅核心信号的频谱和噪声掩模的曲线图；
图13是PAR抑制算法迭代过程的流程图。
具体实施方式
一方面，本发明涉及适用于QAM信号的峰均功率比(PAR)抑制技术。它适用于FM混合和全数字HD无线电信号，其中QAM替换一些或所有OFDM子载波的QPSK。它也适用于AM混合或全数字HD无线电信号，但特别适用于AM全数字模式。本文公开的方法包括在美国专利8798196中描述的方法中使用的几个步骤。然而，本文公开的方法包括用于约束QAM星座的一个或多个步骤，而在美国专利8798196中描述的方法涉及约束QPSK星座。
图1是包括在OFDM调制器和高功率放大器(HPA)之间插入PAR抑制算法的发射机10系统的简化功能框图。所述发射机包括符号发生器12，其产生OFDM符号数据向量，该OFDM符号数据向量由包含在多个数字调制子载波上发射的信息的QAM编码比特组构成。这些符号被传递到OFDM调制器14，OFDM调制器14将向量数据转换成信号样本的时域序列。OFDM调制器的调制输出作为输入被传递到PAR抑制算法16。PAR抑制算法降低了信号峰值。来自PAR抑制算法的输出18由高功率放大器20放大，并且在天线22处形成具有降低的PAR的要被传输的信号。
图2呈现了用于FM混合IBOC系统的主要PAR抑制算法步骤的顶级流程图。该流程图在框30开始，并且示出了通过输出每个OFDM符号的调制和PAR减少的时域信号样本来输入OFDM符号向量的操作。输入OFDM符号向量框32示出了输入包括用于OFDM符号的每个有效QAM子载波比特的数据向量。这可以被视为OFDM调制之前每个FFT仓(子载波)的频域表示，其中FFT将复时域信号框转换为在采样率带宽上均匀间隔的复频分量仓。每个有效仓由该仓(子载波)上的QAM调制的复数表示。具有有意减小的信号电平的有效仓可以被缩放到其他二进制级别的集合。无效仓最初设置为零。
均衡补偿框34示出了可选的均衡补偿步骤。当线性失真(滤波)是发射机输出网络(HPA输出)的重要因素时，则均衡补偿能够用于预校正HPA的输入。均衡补偿使用包含每个子载波的复数输出增益(线性失真)的倒数的向量(与输入向量相同的大小)。与每个仓相关联的复增益是实际上将原始复频率样本(二进制)相乘(失真)的复数。输入向量的每个元素与均衡向量的每个相应元素相乘，以产生均衡的输入符号数据向量。
均衡补偿使用包含每个子载波(有效或无效)的复输出增益(线性失真)值的倒数的向量(与OFDM符号输入向量的大小相同)。输入向量的每个元素与均衡向量的每个相应元素相乘，以产生均衡的输入OFDM符号数据向量。
调制OFDM符号框36示出了将输入符号数据向量转换成每个OFDM符号的时域信号。通过逆复合快速傅立叶变换(IFFT)进行该变换，然后在以根奈奎斯特脉冲形状(root-Nyquist pulse shape)使符号的末端渐缩之前，将具有预定保护时间的循环前缀附加到输出向量的末尾。该保护时间、循环前缀扩展和开窗用于在存在多径干扰的情况下提高信号的性能，以及抑制子载波的频率旁瓣，从而减少带外发射。
在图2的框38的PAR减小处理中使用调制和解调两者。框38中处理的示例在图12中描述。上述算法中的OFDM调制和解调步骤保持不变，虽然由于均衡所得到的OFDM符号时域采样有些不同。在算法中的几个步骤中去除或恢复PAR抑制算法内的均衡，使得施加在OFDM符号向量上的QAM约束不会撤销均衡。均衡补偿和去除算法的示例在美国专利8798196中得到描述。
PAR抑制算法迭代框38表示在减少调制的OFDM符号的PAR中使用的算法。输出OFDM符号框40输出PAR抑制的OFDM信号的时域样本。然后，该处理继续后续OFDM符号。
美国专利8798196中描述的FM PAR抑制方法包括以下步骤：
1.削波时域信号；
2.删除模拟信号(对于混合信号)；
3.解调信号(使用窗口/折叠/FFT)；
4.约束(例如，限制)信号星座；
5.应用噪声频谱掩膜(控制带外发射)；
6.重新调制和重新应用模拟信号(对于混合信号)；和
7.迭代步骤1-6。
美国专利8798196中描述的FM PAR抑制方法约束失真的QPSK星座。然而，美国专利8798196中描述的FM PAR抑制方法不解决包括QAM调制的信号。对于使用QAM调制的FM混合和FM全数字信号，在步骤4中需要不同的方法来约束信号星座。
一些实施例包括上面列出的步骤1至7，其中约束步骤以适于与包括QAM调制的信号一起使用的方式实现。在一个实施例中，FM QAM PAR抑制约束QAM星座。图3是FM 16-QAM信号星座的示意图。图4是在8次迭代后混合64-QAM信号星座的示意图。对于本文，QAM星座点被分类为三种类型：类型1点位于星座的外拐角；类型2点位于星座的外边缘(但不包括外角点)；和类型3点位于星座的内部。
参考图3，对于FM 16-QAM信号星座，在一个实施例的PAR抑制方法中，星座点被约束到图3的阴影或阴影线区域。拐角星座点50、52、54和56(类型1)被约束为同相和正交值均大于或等于第一最小阈值。失真QAM星座的边缘星座点58、60、62和64(类型2)被约束为同相值大于或等于第二最小阈值，并且正交值被约束至未失真星座点的任一侧上的值的第一预定范围。边缘星座点66、68、70和72(类型2)被约束为正交值大于或等于第三最小阈值，并且同相值被约束至未失真星座点的任一侧上值的第二预定范围。内部星座点74、76、78和80(类型3)被约束至同相或正交值均小于或等于未失真星座点任一侧上值的第三预定范围。
在图3中，线82和84表示星座点的同相分量中的阈值，线86和88表示正交分量阈值。用于边缘点58、60、62和64点的阴影块的垂直高度表示值的范围。用于边缘点66、68、70和72的阴影块的水平宽度表示值的范围。用于内点的阴影块的水平宽度和垂直高度分别表示内部星座点的同相和正交分量的值的范围。
在本文描述的PAR抑制方法中，类型1星座点的处理类似于美国专利8798196的QPSK。类型2和3星座点被不同地处理。失真被限制在附图的阴影区域中。参考子载波被恢复到原始的未失真输入值。
图4是FM 64-QAM信号频谱的曲线图。如图3所示，星座点包括拐角点、边缘点和内点。同样，星座点被约束到图的阴影或阴影区域内。
图5是在PAR减小算法的8次迭代后FM混合64-QAM信号星座的时域图。图5是跨越一个OFDM符号时间的所有有效的QAM子载波的约束星座点的示例。
图6示出了在0.01％CCDF下的8次迭代中的每一次的FM峰均功率比(dB)，其中顶部数字是处理之前的平均功率比，底部数字是8次迭代之后的平均功率比。
在其他实施例中，将本发明应用于AM QAM星座。图7是AM 16-QAM信号星座的示意图。图8是AM 64-QAM信号星座的示意图。图7和图8与图3和图4相同，除了图3和图4示出了FM星座，而图7和图8示出AM星座。
图9是PAR算法8次迭代之后的AM全数字压缩数字带宽波形(仅核)64-QAM信号星座的示意图。
图10示出了在具有0.01％CCDF的8次迭代中的每一次之后的峰均功率比(dB)，其中顶部数字是处理之前的平均功率比，底部数字是8次迭代之后的平均功率比。
约束步骤去除在削波时域信号时引入的显着失真。由削波引起的互调失真将噪声(失真)引入到符号向量的所有频率仓中。约束函数将失真分量约束到可接受的水平。这种失真不能完全去除，因为这带来将峰值恢复回时域信号的不期望的效果。相反，以这样的方式修正失真，使得QAM解调性能的劣化最小化，并且基于预定的带外发射掩模向量将带外发射抑制到可接受的水平。该处理导致时域信号的部分峰值再生长。多次迭代趋于收敛以最小化峰值，同时将互调产物限制在可接受的水平。
有效子载波的QAM星座被约束以最小化接收器BER(误码率)性能的劣化。在没有噪声和失真的情况下，理想的QAM星座由复杂星座点组成。星座点被布置在用于16QAM(参见图3和图7)的4×4网格、用于64QAM的8×8网格(参见图4和图8)和用于256QAM的16×16网格。QAM也能够被视为一对正交ASK信号，其中每个ASK复杂维度携带该维度的大小的log2。
例如，16QAM对于每个维度具有log2(4)＝2个比特，或者对于复16QAM星座图具有4个比特。PAR减小算法，特别是削波，向星座点添加了噪声。当该添加噪声导致结果跨越判决边界到另一网格点时，发生比特错误。信道对接收信号增加更多的噪声，并且BER性能是发送信号的余量的函数。即使使用前向纠错(FEC)来改善接收器处的输出BER，性能也会因减少裕度的码位而降级。因此，所描述的PAR减少算法将余量损失限制到可接受的水平。
如图3、图4、图7和图8所示，有三种类型的QAM信号星座点。类型1星座点在拐角。以与处理QPSK相似的方式，对影响外部拐角星座点的噪声进行限制(参见美国专利8798196)。类型2星座点是外边缘上的非拐角点。类型2星座点仅限于适当的维度。该约束具有最小化任何特定比特的最坏情况边际损失的效果，同时在时域信号中仅引起适度的峰值信号再生长。
类型3星座点在星座的内部。影响星座点内部的噪声被限制在围绕未失真星座点的框内。
全数字AM信号是一种特殊情况，其中主载波也能够被调制以帮助消除峰值。能够使用反馈控制算法以维持恒定的平均主载波水平，同时偶尔补偿具有高于平均峰值的符号。
AM PAR抑制实施例还约束QAM星座。以与美国专利8798196中的QPSK相同的方式处理类型1星座点。类型2和3星座点被不同地处理。失真必须限制在图的阴影区域内。AM训练符号(星座点)和BPSK调制的子载波被恢复到它们原始的未失真值。从AM主载波去除虚构(Q分量)失真。
对于AM混合和全数字信号，包括以下新特征：(1)约束QAM星座(使用与QPSK不同的技术)，其包括将训练符号和BPSK子载波恢复为原始的未失真值，并在PAR减小后从主AM载波中去除虚构(Q分量)失真；和(2)通过调整主载波幅度减小时域峰值，其中主载波的符号脉冲整形保持幅度调整与其他子载波正交；并保持恒定的平均主载波振幅。
图11示出了用于帮助PAR抑制的AM主载波调整技术。包括反馈回路以维持主载波的平均幅度。
在图11的示例中，AM PAR抑制算法100在线102上的索引k处接收每个符号的输入星座向量，并在线104上输出时域PAR减小的信号。AM主载波也在线106上输入。在线108上的反馈信号在在加法器110处加入线106上的信号。AM PAR抑制算法在线112上输出AM主载波的实分量。线112上的信号是PAR修正的主载波幅度，其在组合器114处从线106上的信号中减去。所得信号由放大器116放大并传送到加法器118。加法器118的输出通过延迟120并反馈到加法器被延迟，其在线108上产生反馈信号。所得主载波幅度在线112上输出。由于PAR减小算法，尽管该幅度能够在符号到符号变化，但是平均幅度与信号线106上的固定输入幅度匹配。效果是暂时减小在PAR高于平均值的符号上的主载波幅度，但是在PAR较低的符号上增加主载波幅度。反馈机制维持平均幅度。
削波操作影响频率。削波引入互调失真，其跨越信号的奈奎斯特带宽(奈奎斯特带宽等于复采样率)。如本文所述，约束携带QAM调制数据的有效子载波。通过应用也控制带外发射的噪声掩模来限制无效子载波上的这种互调失真。这在美国专利8798196以及下面的描述中得到详细描述。然而，在需要特殊考虑的AM全数字核心模式中有一种特殊情况。图12中示出了AM全数字核心专用信号的频谱图。核心子载波位于距离中心主载波±5kHz的频谱处。这是图12的曲线的顶部平坦部分，其中数字子载波被设置为-15dBc(相对于主载波)。注意，在距主载波5kHz到10kHz的频谱中应用-30dBc的掩模。如果增强数据在核心加增强模式中传输，则该掩模通常应用于驻留在这些边带中的QAM调制数字子载波。但是，由于在这种情况下仅发送核心，所以5kHz至10kHz边带是无效的，并且取而代之的是以施加噪声掩模。可以预期将噪声掩模设置得较低，以减少信号占用，以实现更好的相邻信道干扰控制。然而，允许互调噪声驻留在这里代替有效子载波是有益的。这是因为通过允许更多的互调失真可以实现更好的PAR抑制。在这些边带中的掩模能够被调节到干扰和PAR抑制效率之间的合理折衷水平上。
一方面，本发明涉及一种针对降低QAM调制的OFDM射频信号中的峰均功率比(PAR)的信号处理方法。这种方法提供了用于减少PAR的改进的性能，同时控制不希望的带外发射。它还能够包括PAR抑制算法内的均衡，以补偿由大功率放大器(HPA)输出网络引起的线性滤波器状失真的影响，以及对在PAR减小的信号的峰值以下的非线性信号压缩和幅度调制/相位调制(AM/PM)的部分补偿。该方法可以提供使用OFDM来减少电子信号的PAR的有效方案，例如FM HD无线电系统。
在图13所示的处理中，总共有6种类型的符号向量。对于每个OFDM符号、FM符号和混合符号(即结合OFDM和FM)，都存在频域和时域符号向量。在下面的描述中，词语“向量”用于表示频域，词语“调制符号”用于时域。
特别地，频域和时域符号量是：OFDM符号向量(频域)；调制的OFDM符号(时域)；FM符号向量(频域)；调制FM符号(时域)；混合符号向量(频域)和调制混合符号(时域)。
在一个实施例中，本发明提供一种方法和装置，其采用混合PAR抑制算法以在混合IBOC无线电系统中容纳模拟FM信号。对图13的输入是调制OFDM符号的序列，而输出是这些符号的PAR抑制版本。该迭代算法减少了符号的PAR，同时将频域(符号向量)失真和带外发射限制在可接受的水平。在一些迭代之后，算法收敛到可接受的折衷PAR上，同时将失真约束到可接受的水平。
图13的流程图从框172处开始，框172具有包括多个符号的混合FM IBOC信号。两个路径在框172处开始，一个路径用于调制OFDM符号时域采样，另一个路径用于相应的调制FM符号采样。在一个示例中，这些符号通常每个包括2160个复时域样本。该算法一次处理一个符号周期。下一个符号需要另一个此算法的执行，等等。
下一个调制的OFDM符号是框176的输入和输出。它简单地示出了该算法正在处理下一个调制的OFDM符号。如果调制的OFDM符号在时域中不是直接可用的，则调制的OFDM符号能够经由具有OFDM调制的IFFT从频域OFDM符号向量(参见图2的框38)导出，如先前所描述的。OFDM符号向量能够被视为OFDM调制之前的每个FFT仓(子载波)的频域表示，包括用于有效子载波的QPSK和/或QAM同相和正交值以及一些“噪声”值。
框178的下一个调制的FM符号是FM模拟时域信号采样的向量，其在时间上对应于调制的OFDM符号采样。框178的调制的FM符号在框180中按幅度缩放以提供模拟和数字信号的适当比率。框194使用与应用于OFDM符号的相同的解调来解调制调制的FM符号。解调输出是频域FM符号向量。这样做是为了能够从处理的混合符号向量中随后对FM符号向量进行频域减法。
调制的OFDM符号和调制的FM符号在框182中结合以形成调制的混合符号。
框184确定PAR抑制算法的最后一次迭代是否完成，并且继续另一次迭代，或者输出调制的混合符号。可以通过计数固定数量的迭代来简单地确定“完成”条件，尽管可能使用诸如用于该迭代的实际PAR的一些其他度量。大多数可能的PAR抑制在8次迭代内完成。
调制的FM符号向量如框180所示的被缩放，并且与求和点182中的调制的OFDM符号向量结合。该算法处理跨越每个数字符号的FM模拟信号的采样。在一个示例中，这些都是以采样率744187.5Hz下的每符号2160个复样本的向量。为了说明的目的，从求和点182输出的符号被称为调制混合符号。
在框184中执行测试以确定PAR减小算法是否完成。如果是，则在线174上输出调制的混合符号。如果不是，则执行算法的迭代。
如框186所示，对调制的混合符号幅度进行削波。削波信号幅度框186表示将(调制的混合符号的)复时域OFDM符号样本的幅度削波(限制)为预定的值。保留每个样品的相。通过迭代峰值削波和其他信号处理来实现峰值对平均功率比降低，以修复失真效应和不期望的频谱发射。迭代修复处理部分地恢复峰值，但是峰值随着每次迭代逐渐减少。全数字IBOC信号的“最佳”削波水平在平均包络水平电压的1.5倍(或3.52dB)时已经凭经验确定。该“最佳”水平在迭代跨度上提供最佳峰值降低，而在每次迭代中修复的不期望的副产物满足信号完整性和带外发射要求。
为了方便，输入复合OFDM时域信号样本的标称RMS值被缩放为1。幅度小于1.5的样本不受影响；然而，大于1.5幅度的样本被设置为1.5，同时保持输入样本的相位。可以使用幅度平方样本来执行在削波水平之上的检测样本，以最小化平方根的计算。
尽管软限制和硬限制功能都可以用于削波，但是硬限制功能对于该示例已经示出是简单和有效的。如果应用于HPA的最终PAR抑制的时域信号仍然预期在这些降低的峰值处经历一些压缩处理，则在该削波处理中应包括对HPA的软削波或压缩建模。通过包括这种额外的HPA压缩，PAR迭代将减少该失真的影响。
混合信号的削波水平取决于数字和模拟分量的相对水平。由于模拟FM信号具有为1(或0dB)的PAR，所以仅模拟信号的削波水平将是1；因此，它不需要削波。混合信号的削波水平取决于数字和模拟分量的相对水平。期望基于任意的模拟-数字比来设置该削波水平。
该算法将信号的数字部分归一化为单位功率(电压平方)，然后将FM模拟信号添加到期望的相对电平。假定模拟信号为具有单位功率(幅度＝1)的基带复指数，其通过可变的缩放(scalefm)来实现期望的模数比。直观地，设置削波水平的表达式应渐近地接近1.5，因为模拟信号与数字分量相比变得非常小。类似地，削波水平应渐近地接近scalefm，因为与模拟相比，数字信号变得非常小。
还建立负削波阈值。一些混合信号HPA在信号包络趋近于零或变小(负dB)时难以适应信号。为此，也建立了负(dB)削波水平。负削波将sn的幅度(以dB为单位为负)限制在RMS信号值以下。此级别取决于实际的HPA，并不总是需要。然而，发现-3dB(或0.707量级)的负削波水平可以由PAR抑制算法适应，而对其它性能参数没有显著的妥协。因此，可能谨慎的是设置-3dB(或0.707量级)的默认负幅度削波水平，其能够对于任何特定的HPA要求进行调整。
接下来，如框188所示对OFDM符号进行解调。该框中的解调处理与先前描述的调制OFDM符号处理相反。解调步骤包括对符号时间的末端(循环前缀)的加权和折叠，然后计算FFT以产生输入符号数据向量的有些失真的版本。
如果在之前的步骤中执行可选的频域均衡补偿，则在该迭代中，对于该算法的一些下一步骤，该均衡必须被暂时去除。
去除均衡(如果均衡补偿有效)框90示出了如果执行可选的频域均衡补偿，则对于该迭代中的算法的一些后续步骤，该均衡必须被暂时去除。用于去除均衡的向量与原始均衡向量类似，但是所有要素都是原始均衡向量的倒数。
约束QAM星座框92去除由先前的信号削波处理引入的显着失真。由削波引起的互调失真将噪声(失真)引入到符号向量的所有频率仓中。该函数将失真分量限制在可接受的水平。这种失真不能完全消除，因为这将具有将峰值恢复回时域信号的不期望的效果。相反，以这样的方式修正失真：使得QAM解调性能的劣化最小化，并且基于预定的带外发射掩模向量将带外发射抑制到可接受的水平。该处理导致时域信号的部分峰值再生长。多次迭代趋于收敛以最小化峰值，同时将互调产物限制在可接受的水平。
无效子载波也被约束以抑制在可接受的预定掩模水平内的带外发射。带外发射掩模是与OFDM符号向量相同大小的向量，其中无效子载波与每个无效子载波定义的最大掩模大小相关联。每个OFDM符号向量的无效子载波被约束为不超过掩模大小(或计算效率的幅度平方)值。每个子载波(FFT仓)在其值低于掩模时不受影响。当仓超过掩模时，幅度值被约束到掩模级，同时保留仓的相位。以下算法实现此掩模约束：
如框94所示对调制的FM符号进行解调，并且如在减法点96中所示，从受约束的QAM星座中移除(即，减去)调制的FM符号。框88和94示出“解调OFDM符号”。尽管框194实际上处理调制的FM符号，但是它被解调为好像它是OFDM符号，使得其效果能够在OFDM符号矢量上在频域中处理。
调制的FM符号添加(框182)到调制的OFDM符号以及FM符号向量随后的减法(框196)是该方法的重要元素。首先，添加调制的FM符号允许复合调制的混合符号被PAR抑制(削波)。框188中的后续OFDM解调包括调制的FM符号的干扰效应；然而，这些干扰效应在约束QAM星座框182中消除。因此，该方法消除了由超过±100kHz的FM带宽引起的模数主机干扰。第二，FM符号向量减法(框196)允许由于削波而引起的互调产物的后续抑制(在无效子载波框98上应用掩模)。如果未移除FM符号向量，则处理远低于FM信号谱的互调产物将是不切实际的。因此，该方法还减少了由于削波对FM信号的数字到FM干扰或互调失真。
在解调OFDM信号并从约束QPSK星座去除OFDM信号之后，在框98中将掩模应用于无效子载波，并且在框200中恢复均衡。
恢复均衡(如果均衡补偿是有效的)框200示出了如果在先前步骤中执行可选的频域均衡补偿，则该均衡必须恢复，因为它在先前步骤中被去除。
然后，在框202中调制和归一化OFDM符号，并将其用于算法的下一次迭代。该框将输入符号数据向量转换成每个OFDM符号的时域信号。
美国专利8798196中描述了在图13中说明的步骤的其他细节。
尽管已经根据若干实施例描述了本发明，但是对于本领域技术人员显而易见的是，在不脱离本发明的范围的情况下，可以对所公开的实施例进行各种改变，如权利要求所述的。

Claims (20)

1.一种方法，包括：
(a)用一组数据对包括一组子载波的信号进行正交幅度调制，以产生OFDM调制符号向量；
(b)限制所述调制符号向量的幅度以产生第一受限OFDM调制符号；
(c)解调所述第一受限OFDM调制符号以恢复失真的QAM星座；
(d)约束从所述第一受限OFDM调制符号中恢复的失真的QAM星座中的点，以产生受约束的QAM星座，其中：在所述失真的QAM星座拐角上的点被约束为同相和正交值均大于或等于第一最小阈值；沿着所述失真的QAM星座边缘(但不是拐角)的点被约束为，要么同相值大于或等于第二最小阈值，且正交值限制在未失真星座点的任一侧上的第一预定范围，要么正交值大于或等于第三最小阈值，且同相值限制在未失真星座点的任一侧上的第二预定范围；并且所述失真的QAM星座的内部点被约束为同相和正交值均小于或等于未失真星座点任一侧上值的第三预定范围；
(e)用所述受约束的QAM星座调制OFDM符号向量，以产生修正的调制OFDM符号；和
(f)输出所述修正的调制OFDM符号。
2.根据权利要求1所述的方法，其中在步骤(f)之前重复步骤(b)至(e)。
3.根据权利要求1所述的方法，其中第一、第二和第三预定范围具有相等的值。
4.根据权利要求1所述的方法，其中第一、第二和第三最小阈值具有相等的绝对值。
5.根据权利要求1所述的方法，其中信号包括主AM载波和BPSK调制子载波，并且所述方法还包括：
将训练符号和所述BPSK子载波恢复到原始未失真的值；和
在峰均功率减小后从所述主AM载波中去除虚分量失真。
6.根据权利要求5所述的方法，还包括：
通过调整AM主载波的幅度来降低AM主载波的时域峰值，其中所述AM主载波的符号脉冲整形保持幅度调整与其他子载波正交；并保持恒定的平均主载波振幅。
7.根据权利要求1所述的方法，还包括：
在步骤(e)之前将掩模应用于所述OFDM符号向量的多个子载波中的无效子载波。
8.根据权利要求7所述的方法，其中AM核心信号中的增强边带由互调失真代替。
9.根据权利要求8所述的方法，其中所述增强边带中的掩模是可调节的，以平衡峰均功率比抑制性能与干扰。
10.根据权利要求1所述的方法，其中信号包括FM调制的模拟分量和BPSK调制的参考子载波，并且所述方法还包括：
将所述BPSK子载波恢复到原始未失真的值。
11.一种用于降低OFDM信号中的峰均功率比的发射机，所述发射机包括：
调制器，其被配置为用一组数据对包括一组子载波的信号进行正交幅度调制，以产生OFDM调制符号向量；
处理电路，其被配置为(a)限制所述调制符号向量的幅度以产生第一受限OFDM调制符号；(b)解调所述第一受限OFDM调制符号以恢复失真QAM星座；(c)约束从所述第一受限OFDM调制符号中恢复的失真的QAM星座中的点，以产生受约束的QAM星座，其中：在所述失真的QAM星座拐角上的点被约束为同相和正交值均大于或等于第一最小阈值；沿着所述失真的QAM星座边缘(但不是拐角)的点被约束为，要么同相值大于或等于第二最小阈值，且正交值限制在未失真星座点的任一侧上的第一预定范围，要么正交值大于或等于第三最小阈值，且同相值限制在未失真星座点的任一侧上的第二预定范围；并且所述失真的QAM星座的内部点被约束为同相和正交值均小于或等于未失真星座点任一侧上值的第三预定范围；(d)用所述受限QAM星座调制OFDM符号向量，以产生修正的调制OFDM符号；和(e)输出所述修正的调制符号；和
放大器，用于放大所述修正的调制OFDM符号。
12.根据权利要求11所述的发射机，其中所述处理电路被配置为在执行功能(e)之前重复功能(a)至(d)。
13.根据权利要求11所述的发射机，其中第一、第二和第三预定范围具有相等的值。
14.根据权利要求11所述的发射机，其中第一、第二和第三最小阈值具有相等的绝对值。
15.根据权利要求11所述的发射机，其中信号包括主AM载波和BPSK调制的子载波，并且所述处理电路被配置为在峰值对平均功率降低后，将训练符号和所述BPSK子载波恢复到原始未失真的值，并从所述主AM载波中去除虚分量失真。
16.根据权利要求15所述的发射机，其中所述处理电路被配置为通过调整所述AM主载波振幅来减小所述AM主载波的时域峰值，其中所述AM主载波的符号脉冲整形保持幅度调整与其他子载波正交，并保持恒定的平均主载波振幅。
17.根据权利要求11所述的发射机，其中，所述处理电路被配置为在用所述受限的QAM星座调制所述OFDM符号向量之前，对所述OFDM符号向量的多个子载波中的无效子载波应用掩模，以产生修正的调制OFDM符号。
18.根据权利要求17所述的发射机，其中AM核心信号中的增强边带由互调失真代替。
19.根据权利要求18所述的发射机，其中所述增强边带中的掩模是可调节的，以平衡峰均功率比抑制性能与干扰。
20.根据权利要求11所述的发射机，其中信号包括FM调制的模拟分量和BPSK调制的参考子载波，并且所述处理电路还被配置为将所述BPSK子载波恢复到原始未失真值。
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