CN106998143B - 具有改进的谷值模式切换的开关功率转换器 - Google Patents

具有改进的谷值模式切换的开关功率转换器 Download PDF

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Abstract

提供了一种基于历史的谷值模式切换技术和系统，以减少切换噪声在开关功率转换器中的频率扩散。

Description

具有改进的谷值模式切换的开关功率转换器
相关申请的交叉引用
本申请要求2016年1月26日提交的美国临时申请No.62/287,372的权益，藉此其内容通过援引整体并入本文。
技术领域
本申请涉及开关功率转换器，并且更具体地，涉及用于降低谷值模式切换的切换噪声的电路和技术。
背景技术
在反激式开关功率转换器中，功率开关晶体管循环接通以引导电流通过变压器中的初级绕组。当功率开关晶体管关断时，变压器中的次级绕组导电以将功率传递给负载。功率开关晶体管的循环接通和关断使它承受应力。例如，在次级电流缓降到零之后，初级绕组上的反射电压开始谐振地振荡。如果功率开关晶体管在谐振电压振荡的峰值期间接通，那么功率开关晶体管上的电压应力因而会被恶化。
为了降低该电压应力，已经实现了各种谷值模式切换方案。功率开关晶体管在谷值模式切换操作期间以反射电压振荡的电压局部最小值(在谷值模式切换中，将每个电压局部最小值称为“谷值”)循环接通。因为当功率开关晶体管接通时，初级绕组上的反射电压处于局部最小值(或者在其附近)，所以谷值模式切换操作减小了功率切换晶体管上的电压应力。但是由于相关的切换噪声，功率开关循环的频率在反激式转换器中也是一个问题。
切换噪声对电子系统(例如由反激式转换器供电的智能手机或者平板电脑)充当电磁干扰。例如，触摸屏可以用具有一定频率(例如，300KHz)的传感信号驱动。如果反激式切换噪声落在用于触摸屏传感信号的相同频带中，那么触摸屏操作可能受到来自由功率开关晶体管的循环导致的切换噪声的干扰。现代的高敏感度触摸屏特别容易受到这种干扰的影响。例如，触摸屏已经被开发成使得用户甚至可以在戴手套时与触摸屏互动。这种对于触摸屏增强的敏感性加强了它们对于反激式开关功率转换器切换噪声的敏感性。在这样敏感的情况下，触摸屏控制器常规上是用于监控传感信号的可能频带上的噪声，以使得可以相应地选择传感频率。
在处于稳定状态负载情况下的谷值模式切换操作中，将倾向于在每个切换循环中使用相同谷值，以使得切换噪声变得集中于随之产生的恒定的切换频率及其谐波。尽管存在这样的集中，如果用于选择的触发事件发生在第一局部最小值的时间附近，这种常规的谷值模式切换操作也将会在第一局部最小值和随后的第二局部最小值的选择之间高频抖动。在一个切换循环中，触发事件可以稍微地在第一局部最小值之前发生，以使得控制器为接通时间选择第一局部最小值。在另一个切换循环中，触发事件可以稍微地在第一局部最小值之后发生，以使得控制器必须选择第二局部最小值。随之产生的高频抖动导致大量的噪声功率在切换功率峰值之间的频谱带中扩散。噪声能量变得在谐波之间的频带上分布过于广泛，使得触摸屏控制器可能具有在其中定位相对无噪频带以驱动传感信号的麻烦。
因此，本领域需要一种具有改进的谷值模式切换技术的开关功率转换器，所述技术具有减小的噪声扩散。
发明内容
为了在保持效率的同时减小切换噪声干扰，提供了一种谷值模式切换(VMS)式开关功率转换器，其具有控制器，该控制器基于触发事件并且也基于先前的切换循环中的局部最小值选择，选择局部最小值。随之产生的技术因此可以被称为“基于历史的”谷值模式切换方案，原因在于当前的谷值选择取决于先前的谷值选择。在当前的切换循环中，控制器接收触发事件，例如，时钟边沿或者其他合适的信号。在该触发事件之后，控制器识别初级绕组反射电压中的在后的局部最小值。因为在先前的关断时间之后，存在用于反射绕组的一系列的局部最小值，所以在后的局部最小值在其系列中具有索引或者编号。类似地，当为先前的切换循环选择的局部最小值出现在该系列中时，该局部最小值也具有索引。控制器将在当前的切换循环中被识别的局部最小值的索引与在先前的切换循环中之前选择的局部最小值的索引进行比较。如果被识别的局部最小值的索引小于之前选择的局部最小值的索引，则控制器继续选择在被识别的局部最小值之后的局部最小值作为用于当前的切换循环的接通时间。相反，如果被识别的局部最小值不是小于之前选择的局部最小值的索引，控制器继续选择被识别的局部最小值作为用于当前切换循环的接通时间。产生的切换历史的应用防止了在常规VMS方案中出现的过多的抖动，从而减少了切换噪声的扩散。通过考虑以下的详细说明，可以更好地理解这些有利特征。
附图说明
图1A是根据本公开实施方式的反激式转换器的电路图。
图1B是图1A的反激式转换器中的控制器的框图。
图2A至2C示出了图1中示出的反激式开关功率转换器的操作波形。
图3示出了将图2C的漏极电压波形分类成用于谷值模式切换的不可扩展区域。
图4示出了根据本公开的实施方式，将图2C的漏极电压波形分类成用于基于历史的VMS技术的多个扩展区域。
图5是根据本公开的一个方面的基于历史的VMS技术的流程图。
图6示出了基于历史的VMS技术和常规VMS技术的EMI波形。
通过参考以下的详细说明，可以最佳地理解本公开的实施方式及其优点。应该理解，相同附图标记用来表示在一个或多个附图中示出的相同的元件。
具体实施方式
为了减少噪声扩散，提供了基于历史的谷值模式切换方案，其中在当前的切换循环中的谷值的选择取决于在先前的循环中的选择。以下讨论将针对反激式开关功率转换器，但是将理解，所得到的控制技术可以广泛地应用于其它类型的开关功率转换器。相对于如图1A所示的示例性反激式转换器100，可以更好地理解这种基于历史的谷值模式切换(VMS)方法。反激式转换器100包括被配置为实现基于历史的VMS的控制器105。当控制器105接通功率开关晶体管Q4时，整流输入电压(VIN)驱动变压器T1的初级绕组110。在反激式开关功率转换器100中，功率开关晶体管Q4是MOSFET(NMOS)晶体管，但是应当理解，在替代实施例中可以使用双极结型晶体管(BJT)、GaN、IGBJT或其他合适的功率开关。为了使功率开关晶体管Q4循环接通，控制器105对其栅极充电。基于整流输入电压VIN和变压器T1的磁电化感，初级绕组110中的初级绕组电流IP随后从零斜升到峰值电流值，因此控制器105关断功率开关晶体管Q4以完成切换循环。为了感测何时已经实现了期望的峰值电流，控制器105接收ISENSE信号，例如从耦接在功率开关晶体管Q4的源极和接地之间的感测电阻器RS上的电压接收。控制器105响应于来自辅助绕组115上的反射电压的反馈电压(VSENSE)来控制峰值初级电流。当控制器105关断功率开关晶体管Q4时，耦接到变压器T1的次级绕组120的整流二极管D1变为正向偏置，使得变压器T1中存储的磁能驱动通过次级绕组120的次级电流IOUT，以在由负载电容器C1滤波的负载上产生输出电压VOUT。应当理解，在替代实施例中，整流二极管D1可以由同步整流(SR)开关代替。能量到负载的这种输送在辅助绕组115上产生反射电压，该反射电压是二极管D1两端的电压降和输出电压VOUT的函数。当该能量输送耗尽时，次级绕组120中的电流将下降到零，使得在二极管D1两端没有电压降，因此辅助绕组两端的反射电压与输出电压VOUT成正比。该时间被表示为变压器复位时间(Trst)，并且表示通过VSENSE对反射电压进行采样以获得输出电压VOUT的精确估计的理想时间。应当理解，在替代实施例中，可以使用光耦合器来感测输出电压VOUT，而不是使用这种“仅初级”感测。
在图1B中更详细地示出了控制器105。差分放大器125放大VSENSE反馈电压和诸如带隙电压的参考电压Vref之间的差，以向回路滤波器130提供误差电压信号Verr。回路滤波器130对误差电压信号Verr滤波以产生控制电压Vc。在脉冲宽度调制(PWM)操作模式中，开关控制逻辑电路135响应于控制电压Vc确定电流切换循环的接通时间(脉冲宽度)。例如，开关控制逻辑电路135可以通过控制电压Vc的线性函数来确定脉冲宽度。不管是否正在使用脉冲宽度调制，基于本文进一步讨论的基于历史的VMS技术，开关控制逻辑电路135确定哪个谷值应当被用于在当前的切换循环中接通功率开关Q4。例如，对开关控制逻辑电路135中的接通时间的确定可以由来自时钟源140的时钟信号的边沿触发。响应于时钟边沿(或另一个合适的触发事件)并且还响应于存储在存储器145中的先前的切换循环中的谷值选择，开关控制逻辑电路135为初级绕组110(图1A)上的反射电压选择适当的谷值(局部最小值)，在初级绕组110上它将在当前的切换循环中接通功率开关晶体管Q4。在脉冲宽度调制(PWM)操作模式中，开关控制逻辑电路135然后在已经获得期望的峰值电流之后关断功率开关晶体管Q4，如通过关于图1A讨论的ISENSE信号所确定的。
现在将讨论用于反激式转换器100的一些操作波形。在图2A中示出了示例循环中功率开关晶体管Q4的接通和关断状态。当功率开关晶体管Q4接通时，其漏极电压接地，如图2B所示。当功率开关晶体管Q4截止时，通过二极管D1(图1A)的电流I_D1脉冲升高，然后斜降回到零，如图2C所示。电流I_D1斜变为零的时间被指定为如前所述的变压器复位时间TRST。在变压器复位时间TRST之后，功率开关Q4的漏极电压开始振荡通过局部最小值(例如局部最小值1、2、3和4)，如图2B所示。这种谐波振荡或振铃是由寄生效应引起的，包括用于初级绕组110(图1A)的磁化电感和用于功率开关Q4的漏极到源极电容，该漏极到源极电容与初级绕组的绕组间电容并联。
再次参考图1A，控制器105可以监测通过由电阻器R1和R2形成的分压器从辅助绕组115获取的VSENSE信号，以确定初级绕组110上的反射电压的局部最小时间(谷值时间)。由于这种确定是常规的，因此在本文中不进一步讨论用于该谷值确定的电路。但是不常规的是存储器145存储先前的切换循环的时间(或谷值数目)以影响开关控制逻辑电路135对当前谷值的选择。
如上所述，在常规VMS技术中的谷值的选择往往不稳定，使得常规控制器将往往在选择给定的谷值或在切换循环中的随后的谷值之间振荡。该抖动在频域中扩散来自功率开关循环的EMI能量，使得找到用于操作诸如触摸屏的敏感组件的无噪声频带成为问题。但是本文公开的基于历史的VMS防止了这种过度的噪声扩散。对于图3所示的功率开关晶体管Q4的漏极电压V_DRAIN波形，可以更好地理解这种基于历史的VMS技术。漏极电压的每个谷值可以被认为驻留在漏极电压波形的相应时间区域或范围内。例如，区域1对应于在变压器复位时间之前开始并且在变压器复位时间之后的第一谷值(谷值1)处结束的时间范围。区域2对应于从谷值1到随后的谷值(谷值2)的时间范围。类似地，区域3对应于从谷值2到随后的谷值(谷值3)的时间。最后，区域4对应于从谷值3到随后的谷值(谷值4)的时间。
一般来说，第i个区域在第i个谷值中结束，其中i是任意正整数。没有任何基于历史的控制，区域标识确定为功率开关接通时间选择什么谷值。在这方面，第i个区域对应于第i个谷值。例如，如果常规的非抖动功率开关逻辑电路(常规地等效于图1B的功率开关逻辑电路135)在区域1期间接收到触发时钟边沿，则选择谷值1作为用于谷值模式开关接通时间的谷值。类似地，在区域2期间的触发时钟边沿将导致区域2的选择等等，使得第i个区域中的触发时钟边沿导致第i个谷值的选择。
为了解决这种常规区域的过度噪声扩散，本文公开的基于历史的VMS技术使用在先前的切换循环中使用的谷值的标识来影响当前的切换循环中的谷值选择。例如，如图3所示，可以从用于功率开关漏极电压的“拐点(knee)”(变压器复位时间)之后的第一个谷值开始，对谷值进行连续地编号。尽管这种连续编号是方便的，但应当理解，在替代实施例中的每个谷值的识别可以在没有这种谷值的连续编号的情况下执行。因此，下面的讨论将涉及谷值的连续编号，而不失一般性。
给定该谷值识别方式，先前选择的谷值的标识可以由整数m表示，其中m是正整数。本文公开的基于历史的VMS技术响应于这种识别方式扩展了常规区域1至m。例如，如果先前的切换循环选定如图4所示的谷值3(在这种情况下，整数m等于3)，则扩展区域1、2和3将用于当前的切换循环。然后谷值的选定与对应于触发事件时间的某个区域(扩展或非不扩展)相对应。因为对于扩展区域存在重叠，所以触发事件发生在这种重叠区域中的可能性是存在的。例如，可能在落入扩展区域3和扩展区域2中的重叠区域400中发生触发事件。在这种情况下，选择较大区域(具有时间上为最后的谷值的那个区域)。因此，如果触发事件发生在重叠区域400中，则将选择谷值3。因此，可以理解，连续区域之间的常规抖动因此通过基于历史的VMS技术来固化。类似地，如果触发事件发生在由扩展区域1和2共享的重叠区域405中，则选择谷值2，因为扩展区域2在扩展区域1之后。区域4仍然是常规区域4，因为该区域在谷值3的后面。
针对这些扩展区域的所得到的谷值选择算法在图5中示出。再次参考图1B，存储器145存储先前的切换循环的谷值选择的标识，使得当前切换循环中的对应区域可以由功率开关控制逻辑电路135扩展。因此用于当前的切换循环的谷值选择算法开始于动作500，该动作识别在先前的切换循环中选择的谷值。在图5中，先前选择的谷值是第m个谷值。响应于该识别方式，区域1至m因此是扩展区域。在步骤505中，接收用于谷值选择的触发事件，例如接收时钟边沿，并且将该触发事件映射到相应的区域(或者如果触发事件落在重叠区域内，则映射到相应的多个区域)。如果触发事件时间映射到在步骤510中所确定的扩展区域m，则在步骤515中选择谷值m用于开关接通时间。因此，步骤510等效于确定触发事件时间是否发生在谷值(m-2)和谷值m之间。
如果步骤510中确定为否，则该算法进入到步骤520中确定触发事件时间是否映射到扩展区域m-1。如果步骤520中确定为是，则在步骤525中选择谷值m-1。注意到，步骤510和520的顺序解释了重叠的可能性。具体地，如果触发事件时间发生在扩展区域m和m-1之间的重叠中，则通过在步骤520之前执行步骤510和515来选择谷值m。如果在步骤530中触发事件发生在扩展区域m和m-1之外，则选择紧接在触发时间之后的谷值值。步骤520等效于确定触发事件时间是否发生在谷值(m-3)和谷值(m-2)之间。
图6描绘了对于基于历史的VMS技术和没有抖动的常规VMS技术，噪声谱功率随频率的变化。即使对于常规VMS技术没有实现抖动，如果在区域之间发生触发事件，它将易于抖动。对于一个循环，常规VMS技术将选择较早区域的谷值，而对于另一个循环，由于触发事件落在两个区域之间，因此该技术将选择在后的区域的谷值。因此，常规VMS技术的谐波峰值之间的噪声谱功率相对较高。有利地，对于基于历史的VMS出现相同的峰值功率，而峰值之间的噪声功率显著减小。以此方式，本文中所揭示的基于历史的VMS技术减少了切换噪声功率的扩散，同时实现了常规VMS技术的关于降低功率开关晶体管上的电压应力的优点。
由于局部最小值是技术上具有无限分辨率的时间点，因此局部最小值的现实选择对于选择的是否是真实的最小值总是具有一些不确定性。因此，所附权利要求将针对最小区域的选择，例如图4中针对谷值1所示的。该区域是包括真正局部最小值的时间段。换句话说，在该最小区域期间的某个时间接通功率开关的控制器是在局部最小值的确切时间接通功率开关的现实等效物。此外，控制器可以被认为选择局部最小值，即使所得到的选择导致接通时间改为发生在所选择的最小值之前或之后，只要所得到的选择发生在先前的局部最小值之后和在后的局部最小值之前即可。
相对于由第二切换循环跟随的第一切换循环，将对于图5讨论的VMS技术可以总结如下。继而，第三切换循环跟随第二切换循环。该方法包括在第一切换循环中使功率开关循环关断以使初级绕组上的第一反射电压振荡的动作。图3中示出了第一反射电压的示例。该方法还包括建立局部最小值选择的历史的动作。特别地，该方法包括在第一切换循环中的第一反射电压的第n个局部最小区域期间，在第二切换循环中使功率开关循环接通的动作，其中n是正整数。该动作的示例是在关于图4所讨论的在先前的切换循环中的谷值2的选择。
因此，在第三切换循环中的谷值的选择将取决于第二切换循环中的选择。该方法因此包括在第二切换循环中使功率开关循环关断以使得初级绕组上的第二反射电压开始振荡的动作，以及在第二反射电压已经开始振荡之后发生的动作，并且该方法包括接收触发事件，用于选择第三切换循环的开关接通时间，其中所述触发事件之后是第二反射电压的第m个局部最小值，其中m是正整数。最后，该方法包括响应于m等于(n-1)在第二反射电压的第(m+1)个局部最小值区域处在第三切换循环中使功率开关循环接通，并且响应于m不等于(n-1)在第二反射电压的第m个局部最小区域处在第三切换循环中使功率开关循环接通。
本领域技术人员现在将理解并且取决于当前的具体应用，可以对本发明的装置的材料、装置、配置和使用方法进行许多修改、替换和变化，而不脱离本公开的范围。有鉴于此，本公开的范围不应限于本文所示出和描述的特定实施例的范围，因为它们仅仅是通过其一些示例示出和描述的，而是应当与所附权利要求以及它们的功能等同物的范围完全相当。

Claims (19)

1.一种用于反激式转换器的谷值模式切换方法，包括：
使功率开关在一系列切换循环中循环关断，以使得耦接到所述功率开关的初级绕组上的反射电压在每个切换循环中振荡通过一系列局部最小值；
使所述功率开关以在第一切换循环中的一系列局部最小值中选择的局部最小值循环接通，其中，所述选择的局部最小值在局部最小值中的第一先前的局部最小值之后，所述第一先前的局部最小值又在局部最小值中的第二先前的局部最小值之后；以及
响应于在所述选择的局部最小值之前并且在所述第二先前的局部最小值之后收到第一触发事件，使所述功率开关在所述第一切换循环之后的第二切换循环中以所述选择的局部最小值循环接通。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，收到第一触发事件包括收到触发时钟边沿。
3.根据权利要求1所述的方法，还包括：
响应于在所述第二先前的局部最小值之前收到第二触发事件，使功率开关在所述第二切换循环之后的第三切换循环中以所述第一先前的局部最小值循环接通。
4.根据权利要求1所述的方法，还包括：
响应于在所述选择的局部最小值之后并且在随后的局部最小值之前收到第二触发事件，使所述功率开关以所述局部最小值中的所述随后的局部最小值循环接通。
5.根据权利要求1所述的方法，还包括：
在使所述功率开关在所述第一切换循环中循环接通之前，从用于所述反激式转换器的负载接收反馈电压；
将所述反馈电压与参考电压比较以产生误差信号；
滤波所述误差信号以产生控制电压；
处理所述控制电压以确定峰值电流；以及
响应于检测到通过所述功率开关的电流等于所述峰值电流，将所述功率开关在所述第一切换循环中关断。
6.根据权利要求5所述的方法，其中，所述功率开关是NMOS功率开关晶体管，以及其中，所述反射电压是用于所述NMOS功率开关晶体管的漏极电压。
7.根据权利要求6所述的方法，其中，接收所述反馈电压包括从用于所述反激式转换器的辅助绕组接收所述反馈电压。
8.根据权利要求1所述的方法，还包括：通过感测在所述功率开关的切换频率的谐波之间的频带内的触摸屏信号，操作触摸屏控制器。
9.根据权利要求1所述的方法，其中，在用于所述反激式转换器的负载处于稳定状态的同时，所述功率开关的循环接通和关断发生。
10.一种用于反激式转换器的控制器，包括：
回路滤波器，所述回路滤波器用于滤波误差信号以提供控制电压；
开关控制逻辑电路，所述开关控制逻辑电路被配置成处理所述控制电压以确定在当前的切换循环中功率开关的接通时间；
存储器，所述存储器用于存储从一系列的局部最小值中选择的局部最小值的标识，用于反激式转换器的初级绕组上的反射电压在先前的切换循环期间振荡通过所述一系列的局部最小值，其中，所述选择的局部最小值在第一先前的局部最小值之后，所述第一先前的局部最小值又在第二先前的局部最小值之后；以及
用于提供时钟信号的时钟，其中，所述开关控制逻辑电路还被配置成：响应于在所述选择的局部最小值之前并且在所述第二先前的局部最小值之后收到所述时钟信号的第一边沿，使功率开关在当前的切换循环中以所述选择的局部最小值循环接通。
11.根据权利要求10的控制器，还包括：
比较器，所述比较器被配置成将数字化的反馈电压与参考电压进行比较以产生所述误差信号。
12.根据权利要求11所述的控制器，还包括传感器，所述传感器被配置成感测所述反馈电压并且使所述反馈电压数字化以形成所述数字化的反馈电压。
13.根据权利要求10所述的控制器，还包括：
误差放大器，所述误差放大器被配置成将反馈电压与参考电压进行比较以产生所述误差信号。
14.根据权利要求10所述的控制器，其中，其中所述开关控制逻辑电路还被配置成：响应于在所述第二先前的局部最小值之前收到时钟信号的第二边沿，使功率开关在随后的切换循环中以所述第一先前的最小值循环接通。
15.根据权利要求10所述的控制器，其中，所述开关控制逻辑电路还被配置成监控初级绕组电流Isense信号以确定所述功率开关在当前的切换循环中的关断时间。
16.一种反激式转换器，包括：
包括初级绕组的变压器；
耦接至所述初级绕组的功率开关，所述初级绕组上的反射电压在第一循环期间振荡通过一系列局部最小值；
存储器，所述存储器用于存储从所述一系列局部最小值选择的局部最小值的标识，其中，所述选择的局部最小值在第一局部最小值之后，所述第一局部最小值又在第二局部最小值之后；以及
控制器，所述控制器被配置成：响应于在所述第二局部最小值之后并且在所述选择的局部最小值之前收到触发事件，使所述功率开关在所述功率开关的第二循环中以所述选择的局部最小值接通。
17.根据权利要求16所述的反激式转换器，其中，所述功率开关是NMOS晶体管，以及其中，所述反射电压也是用于所述NMOS晶体管的漏极电压。
18.根据权利要求16所述的反激式转换器，还包括：
用于处理误差信号以产生控制电压的回路滤波器，其中，所述控制器还被配置成响应于所述控制电压确定用于所述第一循环的脉冲宽度。
19.根据权利要求18所述的反激式转换器，还包括：
比较器，所述比较器用于响应于反馈电压与参考电压的比较而产生所述误差信号。
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