CN106972456A - 一种自振荡打嗝式短路保护电路及其设计方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种自振荡打嗝式短路保护电路及其设计方法，该保护电路包括功率开关电路、电流检测电路、过流及短路判定电路、功率开关驱动电路、基准电压电路和振荡延时恢复电路；该设计方法包括：一、选择组成电流检测电路的合适参数；二、选择组成过流及短路判定电路的合适参数；步骤三、选择组成过流及短路判定电路并与电流检测电路连接；四、选择组成基准电压电路的合适参数；五、组成基准电压电路并与过流及短路判定电路连接；六、选择组成振荡延时恢复电路的合适参数；七、组成振荡延时恢复电路并与基准电压电路连接；八、连接自振荡打嗝式短路保护电路。本发明实现电路过流及短路保护，且能设定功率开关电路自动恢复时间。
Description
技术领域
本发明属于过流及短路保护技术领域，具体是涉及一种自振荡打嗝式短路保护电路及其设计方法。
背景技术
随着我国工业生产安全性指标的不断提高，对电源的过压、过流、短路等保护功能的要求也随之提高。其中，具备过流保护功能对电源来讲至关重要，其不仅保护电源本身，防止因短路等原因造成的电流过大烧坏电源，而且也满足了特殊环境下的使用要求。随着煤炭行业的迅速发展，越来越多的电气设备被应用在煤矿井下，同时对电气设备的安全用电提出了更高的要求。电源作为电气设备的核心，其安全性能至关重要，必须满足防爆的要求，本质安全是最佳的防爆形式。以矿用本质安全电源为例，要有效抑制短路发生时的火花能量，保证火花热效应能量在安全阈值范围内，以确保不会引爆过流情况下的瓦斯(CO、CH4、S)等易爆炸气体，要达到保护煤矿环境的安全生产要求，则必须在电源的输出端增加限能保护电路。
申请号为201110451994.5的中国专利公开了一种低压大功率安全栅的自恢复截止型保护电路，较好地解决了低压大功率安全栅在出现过流或者短路时功率开关电路关断，使得输入电路停止输出电能给负载，实现低压大功率安全栅的过流或者短路保护，且功率开关驱动电路中设置振荡电路，能在功率开关电路关断后驱动功率开关电路重新自动恢复开通，使得输入电路输出电能给负载，实现了电路的自恢复，并且能在一定程度上抑制了故障火花能量的输出；但是，通过振荡电路不能设定功率开关电路自动恢复时间，使得功率开关电路无规律地关断和开通，当振荡电路振荡过快时可能会出现功率开关电路中增强型PMOS管未完全截止又被重新导通的现象，从而引起故障火花能量限制不彻底的问题；另外，电路的自恢复时间受输入电路电压的影响，不能按保护电路需要求进行设定，使得短路电路应用范围较小。
发明内容
本发明所要解决的技术问题在于针对上述现有技术中的不足，提供一种自振荡打嗝式短路保护电路及其设计方法，其电路结构简单，实现方便且成本低，实现电路的过流或者短路保护，且通过振荡延时恢复电路设定功率开关电路自动恢复时间，使得功率开关电路有规律地关断和开通，避免功率开关电路中增强型PMOS管未完全截止又被重新导通的现象，从而最大程度地限制故障火花能量的输出，可靠性高，实用性强，使用效果好，便于推广使用。
为解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是：一种自振荡打嗝式短路保护电路，包括连接在输入电路与负载之间且用于开通或关断输入电路向负载输出电能的功率开关电路、与功率开关电路相接且用于实时检测电路中电流大小的电流检测电路和与电流检测电路相接且判断电路过流或者短路的过流及短路判定电路，以及用于驱动功率开关电路开通或者关断的功率开关驱动电路和与输入电路相接且为过流及短路判定电路提供基准电路的基准电压电路，其特征在于：所述过流及短路判定电路与功率开关驱动电路之间接有振荡延时恢复电路，所述过流及短路判定电路的输出端接振荡延时恢复电路的输入端，所述振荡延时恢复电路的输出端接功率开关驱动电路的输入端，所述功率开关驱动电路与过流及短路判定电路相接，所述基准电压电路为振荡延时恢复电路提供基准电压；所述振荡延时恢复电路包括电阻R2和电容C2，所述电阻R2的一端与电容C2的一端相接，所述电阻R2的另一端接基准电压电路的基准电压输出端，所述电阻R2的一端与电容C2的一端的连接端为振荡延时恢复电路的输出端，所述电容C2的另一端为振荡延时恢复电路的输入端；
所述过流及短路判定电路包括比较器U1、电阻R5、电阻R6、电阻R8、电阻R9、电阻R10、电阻R11和稳压管VZ2，所述比较器U1的同相输入端接电阻R5的一端和电阻R6的一端，所述电阻R5的另一端接输入电路的负极输出端Vi-和电流检测电路的输出端，所述比较器U1的反相输入端接电阻R9的一端和电阻R10的一端，所述电阻R9的另一端接地，所述电阻R10的另一端接电阻R11的一端和稳压管VZ2的阴极，所述稳压管VZ2的阳极接地，所述电阻R11的另一端接功率开关驱动电路的一个输出端，所述比较器U1的输出端与比较器U1的电源输入端之间接有电阻R8，所述比较器U1的电源输入端和电阻R6的另一端均与基准电压电路的基准电压输出端相接，所述比较器U1的输出端为过流及短路判定电路的输出端。
上述的一种自振荡打嗝式短路保护电路，其特征在于：所述基准电压电路包括稳压管VZ1、电阻R4和电容C1，所述电阻R4的一端接输入电路的正极输出端Vi+，所述电阻R4的另一端接稳压管VZ1的阴极和电容C1的一端的连接端，所述稳压管VZ1的阳极和电容C1的另一端均接地，所述稳压管VZ1的阴极为基准电压电路的基准电压输出端；
所述电流检测电路包括电阻R7，所述电阻R7的一端与电阻R5的一端与输入电路的负极输出端Vi-的连接端相接；
所述功率开关驱动电路包括NPN三极管VT2和电阻R3，所述NPN三极管VT2的基极接振荡延时恢复电路的输出端，所述NPN三极管VT2的发射极接地，所述NPN三极管VT2的集电极与电阻R3的一端相接，所述NPN三极管VT2的集电极与电阻R3的一端的连接端为功率开关驱动电路的一个输出端，所述电阻R3的另一端为功率开关驱动电路的另一输出端；
所述功率开关电路包括电阻R1和增强型PMOS管VT1，所述电阻R1的一端与增强型PMOS管VT1的栅极的连接端和功率开关驱动电路的输出端相接，所述电阻R1的一端与增强型PMOS管VT1的栅极的连接端为功率开关电路的驱动端，所述增强型PMOS管VT1的源极与电阻R1的另一端的连接端与电阻R4的一端和输入电路的正极输出端Vi+的连接端相接，所述增强型PMOS管VT1的源极与电阻R1的另一端的连接端为功率开关电路的输入端，所述增强型PMOS管VT1漏极为功率开关电路的输出端。
上述的一种自振荡打嗝式短路保护电路及其设计方法，其特征在于：所述负载为负载RL，所述负载RL连接在功率开关电路的输出端和电阻R7之间。
同时，本发明还提供了一种步骤简单、可靠性高、实用性强的自振荡打嗝式短路保护电路的设计方法，其特征在于该方法包括以下步骤：
步骤一、选择组成电流检测电路的合适参数的电阻R7：根据0.01Ω≤R7≤1Ω,选取电阻R7的阻值；
步骤二、选择组成过流及短路判定电路的合适参数的电阻R5、电阻R6、电阻R8、电阻R9、电阻R10、电阻R11和稳压管VZ2，具体过程为：
步骤201、根据5KΩ≤R6≤12KΩ,选择电阻R6的阻值；
步骤202、根据公式选取电阻R5的阻值，其中，Iomax为电路电流Io允许输出的最大电流值，Vref为设定的基准电压电路输出的基准电压；
步骤203、根据10KΩ≤R8≤20KΩ,选择电阻R8的阻值；
步骤204、根据公式VZ2<Vimin选取稳压管VZ2，其中，VZ2为稳压管VZ2的稳定电压，Vimin为输入电路的最小输出电压值；
步骤205、根据公式选取电阻R9和电阻R10的阻值；
步骤206、根据公式选取电阻R11的阻值，其中，IVz2min为稳压管VZ2正常工作时的最小电流值，IVz2max为稳压管VZ2正常工作时的最大电流值，Vimax为输入电路的最大输出电压值；
步骤三、连接比较器U1和电阻R5、电阻R6、电阻R8、电阻R9、电阻R10、电阻R11和稳压管VZ2，组成过流及短路判定电路，并与电流检测电路连接，具体过程为：
步骤301、将电阻R5的一端和电阻R6的一端接到比较器U1的同相输入端，并将电阻R5的另一端接到输入电路的负极输出端Vi-和电阻R7的一端的连接端；
步骤302、将电阻R9的一端和电阻R10的一端接到比较器U1的反相输入端，并将电阻R9的另一端接地；
步骤303、将电阻R11的一端和稳压管VZ2的阴极接到电阻R10的另一端，将稳压管VZ2的阳极接地，并将电阻R11的另一端引出作为过流及短路判定电路的反相电压输入端；
步骤304、将电阻R8接到比较器U1的输出端与比较器U1的电源输入端之间，将比较器U1的输出端引出作为过流及短路判定电路的输出端；
步骤四、选择组成基准电压电路的合适参数的电阻R4、电容C1和稳压管VZ1,具体过程如下：
步骤401、根据10μF≤C1≤68μF,选择电容C1的容值；
步骤402、根据公式Vu1min<VVZ1<Vimin,选取稳压管VZ1，其中，Vu1min为比较器U1正常工作的最小电压值，Vimin为输入电路的最小输出电压值；
步骤403、根据51Ω<R4<510Ω选取电阻R4的阻值；
步骤五、连接电阻R4、电容C1和稳压管VZ1，组成基准电压电路，并与过流及短路判定电路连接，具体过程为：
步骤501、将电阻R4的一端接到输入电路的正极输出端Vi+；
步骤502、将稳压管VZ1的阴极和电容C1的一端接到电阻R4的另一端，将稳压管VZ1的阳极和电容C1的另一端均接地，并将稳压管VZ1的阴极引出作为基准电压电路的基准电压输出端；
步骤503、将电阻R6的另一端和比较器U1的电源输入端接到基准电压电路的基准电压输出端；
步骤六、选择组成振荡延时恢复电路的合适参数的电阻R2和电容C2，具体过程为：
根据公式选取电容C2的容值和电阻R2的阻值，其中，β为NPN三极管VT2的直流电流放大倍数，Vimax为输入电路的最大输出电压值，td为设定的发生故障关断后的自恢复时间；
步骤七、连接电阻R2和电容C2组成振荡延时恢复电路，并与基准电压电路连接，具体过程为：
步骤701、将电阻R2的一端接到电容C2的一端，将电阻R2的另一端接到基准电压电路的基准电压输出端，并将电阻R2的一端和电容C2的一端的连接端引出作为振荡延时恢复电路的输出端；
步骤702、将电容C2的另一端引出作为振荡延时恢复电路的输入端；
步骤八、连接自振荡打嗝式短路保护电路，具体过程为：
步骤801、将过流及短路判定电路的反相电压输入端接到功率开关驱动电路的一个输出端；
步骤802、将过流及短路判定电路的输出端接到振荡延时恢复电路的输入端，并将振荡延时恢复电路的输出端接到功率开关驱动电路的输入端；
步骤803、将功率开关驱动电路的另一输出端接到功率开关电路的驱动端；
步骤804、将功率开关电路的输入端接到电阻R4的一端和输入电路的正极输出端Vi+的连接端。
上述的方法，其特征在于：步骤206和步骤六中，首先，根据公式tf min<3R1×Cgs<tf max选取电阻R1的阻值，其中，tf min为设定的增强型PMOS管VT1关断时间的最小值，tf max为设定的增强型PMOS管VT1关断时间的最大值，Cgs为增强型PMOS管VT1的栅源寄生电容值；
然后，根据公式选取电阻R3的阻值，其中，Vgs(max)为增强型PMOS管VT1栅源之间的最大驱动电压，Vgs(th)为增强型PMOS管VT1触发导通的门槛电压。
上述的方法，其特征在于：根据公式选取增强型PMOS管VT1，其中，VVT1(BR)DSS为增强型PMOS管VT1关断时的最大漏源电压，IVT1max为增强型PMOS管VT1允许流过的最大电流值，Iomax为电路电流Io允许输出的最大电流值；
根据公式选取NPN三极管VT2,其中，IVT2max为NPN三极管VT2集电极允许流过的最大电流值。
上述的方法，其特征在于：所述输入电路的最大输出电压值为40V，所述输入电路的最小输出电压值为15V。
本发明与现有技术相比具有以下优点：
1、本发明所采用的振荡延时恢复电路，通过调整R2的阻值和电容C2的容值可设定功率开关电路自动恢复时间，使得增强型PMOS管VT1有规律地关断和导通，从而保证功率开关电路有规律地关断和开通，避免功率开关电路中增强型PMOS管未完全截止又被重新导通的现象，从而最大程度地限制故障火花能量的输出，满足输入电路在危险环境中的工作。
2、本发明所采用的振荡延时恢复电路中电阻R2与基准电压电路的基准电压相接，代替了电阻R2与输入电路的输出电压相接，使得功率开关电路自动恢复时间不再受输入电路电压的影响，而且能按保护电路需要求进行设定，功率开关电路自动恢复时间设定便捷，提高短路电路应用范围。
3、本发明所采用的过流及短路判定电路，当输入电路和负载之间的电路正常工作时，比较器U1的同相输入端电压大于比较器U1的反相输入端电压，比较器U1输出高电平，使得NPN三极管VT2饱和导通，同时基准电压经过R8为电容C2充电；当比较器U1的同相输入端电压小于比较器U1的反相输入端电压，比较器U1的输出端输出低电平，利用电容C2两端的电压不能发生突变的特性，迫使NPN三极管VT2的基极电位被拉低为负，电容C2反抽NPN三极管VT2中的基极电流，使得NPN三极管VT2关断进而驱动增强型PMOS管VT1关断，实现电路的过流或者短路保护，可靠性高。
4、本发明所采用的振荡延时恢复电路，在过流或者短路故障发生时,基准电压Vref经过电阻R2为电容C2反向充电，NPN三极管VT2基极电位逐渐上升，当NPN三极管VT2基极电位上升到约0.7V时，NPN三极管VT2导通，NPN三极管VT2导通驱动增强型PMOS管VT1也随之导通，电路恢复输出，从而实现了输入电路和负载之间的电路的自恢复。
5、本发明所采用的过流及短路判定电路中比较器U1的反相输入端接电阻R9的一端和电阻R10的一端，所述电阻R9的另一端接地，所述电阻R10的另一端接电阻R11的一端和稳压管VZ2的阴极，所述稳压管VZ2的阳极接地，所述电阻R11的另一端接功率开关驱动电路的一个输出端，代替了比较器U1的反相输入端直接接地，避免在发生过流或短路故障时，当输出电流下降至保护的阈值电流以下后比较器U1输出端立即跳变为高电平，从而驱动NPN三极管VT2导通所带来的恢复速度过快的问题，确保在增强型PMOS管VT1彻底关断之前，比较器U1的输出端的输出端一直为低电平，使得基准电压Vref能经过电阻R2为电容C2反向充电，以实现在出现故障关断时经过设定的时间后再驱动功率开关管VT1导通，恢复输出。
6、本发明不仅能够解决输入电路和负载之间电路的过流或者短路保护，同时还能设定输入电路和负载之间的电路的自恢复时间，保证过流及短路判定电路和振荡延时恢复电路的快速性、可靠性及实用性，实用性更强，使用效果更好，便于推广使用。
7、本发明短路保护电路设计方法的方法步骤简单，设计合理，实现方便，实现电路的过流或者短路保护，实用性强。
综上所述，本发明电路结构简单，实现方便且成本低，实现电路的过流或者短路保护，且通过振荡延时恢复电路设定功率开关电路自动恢复时间，使得功率开关电路有规律地关断和开通，避免功率开关电路中增强型PMOS管未完全截止又被重新导通的现象，从而最大程度地限制故障火花能量的输出，可靠性高，实用性强，使用效果好，便于推广使用。
下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。
附图说明
图1为本发明自振荡打嗝式短路保护电路的电路原理框图。
图2为本发明自振荡打嗝式短路保护电路的电路原理图。
图3为本发明自振荡打嗝式短路保护电路设计方法的方法流程框图。附图标记说明:
1—基准电压电路； 2—电流检测电路； 3—过流及短路判定电路；
4—振荡延时恢复电路； 5—功率开关驱动电路；
6—功率开关电路； 7—负载； 8—输入电路。
具体实施方式
如图1和图2所示，本发明自振荡打嗝式短路保护电路包括连接在输入电路8与负载7之间且用于开通或关断输入电路8向负载7输出电能的功率开关电路6、与功率开关电路6相接且用于实时检测电路中电流大小的电流检测电路2和与电流检测电路2相接且判断电路过流或者短路的过流及短路判定电路3，以及用于驱动功率开关电路6开通或者关断的功率开关驱动电路5和与输入电路8相接且为过流及短路判定电路3提供基准电路的基准电压电路1，所述过流及短路判定电路3与功率开关驱动电路5之间接有振荡延时恢复电路4，所述过流及短路判定电路3的输出端接振荡延时恢复电路4的输入端，所述振荡延时恢复电路4的输出端接功率开关驱动电路5的输入端，所述功率开关驱动电路5与过流及短路判定电路3相接，所述基准电压电路1为振荡延时恢复电路4提供基准电压；所述振荡延时恢复电路4包括电阻R2和电容C2，所述电阻R2的一端与电容C2的一端相接，所述电阻R2的另一端接基准电压电路1的基准电压输出端，所述电阻R2的一端与电容C2的一端的连接端为振荡延时恢复电路4的输出端，所述电容C2的另一端为振荡延时恢复电路4的输入端；
所述过流及短路判定电路3包括比较器U1、电阻R5、电阻R6、电阻R8、电阻R9、电阻R10、电阻R11和稳压管VZ2，所述比较器U1的同相输入端接电阻R5的一端和电阻R6的一端，所述电阻R5的另一端接输入电路8的负极输出端Vi-和电流检测电路2的输出端，所述比较器U1的反相输入端接电阻R9的一端和电阻R10的一端，所述电阻R9的另一端接地，所述电阻R10的另一端接电阻R11的一端和稳压管VZ2的阴极，所述稳压管VZ2的阳极接地，所述电阻R11的另一端接功率开关驱动电路5的一个输出端，所述比较器U1的输出端与比较器U1的电源输入端之间接有电阻R8，所述比较器U1的电源输入端和电阻R6的另一端均与基准电压电路1的基准电压输出端相接，所述比较器U1的输出端为过流及短路判定电路3的输出端。
本实施例中，所述基准电压电路1包括稳压管VZ1、电阻R4和电容C1，所述电阻R4的一端接输入电路8的正极输出端Vi+，所述电阻R4的另一端接稳压管VZ1的阴极和电容C1的一端的连接端，所述稳压管VZ1的阳极和电容C1的另一端均接地，所述稳压管VZ1的阴极为基准电压电路1的基准电压输出端；
所述电流检测电路2包括电阻R7，所述电阻R7的一端与电阻R5的一端与输入电路8的负极输出端Vi-的连接端相接；
所述功率开关驱动电路5包括NPN三极管VT2和电阻R3，所述NPN三极管VT2的基极接振荡延时恢复电路4的输出端，所述NPN三极管VT2的发射极接地，所述NPN三极管VT2的集电极与电阻R3的一端相接，所述NPN三极管VT2的集电极与电阻R3的一端的连接端为功率开关驱动电路5的一个输出端，所述电阻R3的另一端为功率开关驱动电路5的另一输出端；
所述功率开关电路6包括电阻R1和增强型PMOS管VT1，所述电阻R1的一端与增强型PMOS管VT1的栅极的连接端和功率开关驱动电路5的输出端相接，所述电阻R1的一端与增强型PMOS管VT1的栅极的连接端为功率开关电路6的驱动端，所述增强型PMOS管VT1的源极与电阻R1的另一端的连接端与电阻R4的一端和输入电路8的正极输出端Vi+的连接端相接，所述增强型PMOS管VT1的源极与电阻R1的另一端的连接端为功率开关电路6的输入端，所述增强型PMOS管VT1的漏极为功率开关电路6的输出端。
本实施例中，所述负载7为负载RL，所述负载RL连接在功率开关电路6的输出端和电阻R7之间。
本实施例中，输入电路8为电源电路或者安全栅。
本实施例中，振荡延时恢复电路4包括电阻R2和电容C2，通过调整R2的阻值和电容C2的容值可设定功率开关电路6的自动恢复时间，使得增强型PMOS管VT1有规律地关断和导通，从而保证功率开关电路6有规律地关断和开通，避免功率开关电路6中增强型PMOS管VT1未完全截止又被重新导通的现象，从而最大程度地限制故障火花能量的输出，满足输入电路在危险环境中的工作。
本实施例中，振荡延时恢复电路4中电阻R2与基准电压电路1的基准电压Vref相接，代替了电阻R2与输入电路8的输出电压相接，使得功率开关电路6的自动恢复时间不再受输入电路电压的影响，而且能按保护电路需要求进行设定，功率开关电路6自动恢复时间设定便捷，提高短路电路应用范围。
本实施例中，设置过流及短路判定电路3，当输入电路8和负载7之间的电路正常工作时，过流及短路判定电路3中比较器U1的同相输入端电压大于比较器U1的反相输入端电压，比较器U1输出高电平，使得NPN三极管VT2饱和导通，同时基准电压经过R8为电容C2充电；当比较器U1的同相输入端电压小于比较器U1的反相输入端电压，比较器U1的输出端输出低电平，利用电容C2两端的电压不能发生突变的特性，迫使NPN三极管VT2的基极电位被拉低为负，电容C2反抽NPN三极管VT2中的基极电流，使得NPN三极管VT2关断进而驱动增强型PMOS管VT1关断，实现电路的过流或者短路保护，可靠性高。
本实施例中，过流及短路判定电路3中比较器U1的反相输入端接电阻R9的一端和电阻R10的一端，所述电阻R9的另一端接地，所述电阻R10的另一端接电阻R11的一端和稳压管VZ2的阴极，所述稳压管VZ2的阳极接地，所述电阻R11的另一端接功率开关驱动电路5的输出端，代替了比较器U1的反相输入端直接接地，避免在发生过流或短路故障时，当输出电流下降至保护的阈值电流以下后比较器U1输出端立即跳变为高电平，从而驱动NPN三极管VT2导通所带来的恢复速度过快的问题，确保在增强型PMOS管VT1彻底关断之前，比较器U1的输出端的输出端一直为低电平，使得基准电压Vref能经过电阻R2为电容C2反向充电，以实现在出现故障关断时经过设定的时间后再驱动功率开关管VT1导通，恢复输出。
本实施例中，本发明的自振荡打嗝式短路保护电路的工作原理为：输入电路8的输出电压经电阻R4限流，稳压二极管VZ1稳压后且稳压二极管VZ1的输出电压为基准电压Vref，基准电压Vref与比较器U1的电源输入端相接，则基准电压Vref为比较器U1提供工作电源，同时，基准电压Vref与电阻R2的另一端相接，则基准电压Vref可通过电阻R2为C2提供充电电压；当输入电路8正常为负载7输出电能时，流过电阻R7的电流所形成的负电压UR7较小，负电压UR7与基准电压Vref经过电阻R5、电阻R6叠加后，使得比较器U1的同相输入端形成的电压大于零，且NPN型三极管VT2饱和导通，此时比较器U1的反相输入端电压几乎为0V，比较器U1的输出端为高电平，基准电压Vref通过电阻R8为电容C2充电，直至电容C2两端的电压约为11.3V；
当输入电路8为负载7输出电能电路出现过流或短路故障时，流过电阻R7的电流所形成的负电压UR7与基准电压Vref通过电阻R5、R6叠加后，使得比较器U1的同相输入端仍然为负电压，比较器U1的反相输入端电压为电阻R9对稳压管VZ2稳压电压的分压，比较器U1的同相输入端电压小于比较器U1的反相输入端电压，比较器U1的输出端为低电平，此时，由于电容C2两端电压不能突变的特性，迫使NPN型三极管VT2的基极电位被拉低为负，电容C2反抽NPN三极管VT2中的基极电流，使得NPN型三极管VT2关断进而驱动增强型PMOS管VT1关断，实现电路的过流或者短路保护，可靠性高；当NPN型三极管VT2关断后，NPN型三极管VT2集电极变为高电平，电阻R11对稳压二极管VZ2的电流限流，保证稳压二极管VZ2的电压稳定输出，稳压二极管VZ2稳压后的稳压电压再通过电阻R9、电阻R10分压后加到比较器U1的反相输入端，确保在NPN型三极管VT1关断、输出电流Io为零的情况下，比较器U1的反相输入端电压大于比较器U1的同相输入端电压，使得比较器U1的输出端维持为低电平，基准电压Vref通过电阻R2对电容C2充电，NPN型三极管VT2基极电位逐渐上升，当NPN三极管VT2基极电位上升到约0.7V时，NPN三极管VT2导通，NPN三极管VT2导通驱动增强型PMOS管VT1也随之导通，电路恢复输出，从而实现了输入电路和负载之间的电路的自恢复；如果此时输入电路8为负载7输出电能的电路中过流或短路故障排除时，则输入电路8为负载7稳定输出电能，否则，增强型PMOS管VT1会在导通后又关断，直至输入电路8为负载7稳定输出电能，避免功率开关电路6中增强型PMOS管VT1未完全截止又被重新导通的现象，从而最大程度地限制故障火花能量的输出，满足输入电路8在危险环境中的工作，该保护电路不仅能够解决输入电路8和负载7之间电路的过流或者短路保护，同时还能设定输入电路8和负载7之间的电路的自恢复时间，保证过流及短路判定电路和振荡延时恢复电路的快速性、可靠性及实用性，实用性更强。
如图3所示，本发明的一种自振荡打嗝式短路保护电路的设计方法为：
步骤一、选择组成电流检测电路2的合适参数的电阻R7：根据0.01Ω≤R7≤1Ω,选取电阻R7的阻值；
本实施例中，电阻R7是电流检测电阻，如果电阻R7阻值选取较大，在输入电路8输出大电流时电阻R7所引起的损耗过大，导致输入电路8向负载7输出的电能较小；若电阻R7的阻值选取过小，则电阻R7与电路参考地之间的导线上所产生的压降相比R7上的压降不容忽略，会引起保护电路误动作。
本实施例中，具体实施时，所述电阻R7的阻值为0.1Ω。
步骤二、选择组成过流及短路判定电路3的合适参数的电阻R5、电阻R6、电阻R8、电阻R9、电阻R10、电阻R11和稳压管VZ2，具体过程为：
步骤201、根据5KΩ≤R6≤12KΩ,选择电阻R6的阻值；
本实施例中，电阻R6取值过小会导致电阻R6功耗变大，整个电路效率降低；电阻R6取值过大会导致电阻R7相应的减小，降低了过流或短路判定电路3的准确性与可靠性。
本实施例中，具体实施时，选取电阻R6的阻值为10KΩ。
步骤202、根据公式选取电阻R5的阻值，其中，Iomax为电路电流Io允许输出的最大电流值，Vref为设定的基准电压电路1输出的基准电压；
本实施例中，Iomax＝10A，Vref＝12V，根据公式计算得到电阻R5的阻值为833.3Ω，可以直接选取电阻R5的阻值为833.3Ω，但是833.3Ω不是常用的电阻阻值，因此为了购买电阻的方便，具体实施时，选取电阻R5的阻值为820Ω。
步骤203、根据10KΩ≤R8≤20KΩ,选择电阻R8的阻值；
本实施例中，电阻R8的阻值选取过小会导致电阻R8上消耗的功率变大，致使过流或短路判定电路3的功耗上升，整个电路的效率下降；电阻R8的阻值选取过大会导致电容C2的充电速度变慢，电路正常工作时进入稳定状态所需的时间变长。
本实施例中，具体实施时，选取电阻R8的阻值为10KΩ。
步骤204、根据公式VZ2<Vimin选取稳压管VZ2，其中，VZ2为稳压管VZ2的稳定电压，Vimin为输入电路8的最小输出电压值；
本实施例中，Vimin＝15V，根据公式VZ2<Vimin得VZ2<15V，具体实施时，选取稳压管VZ2型号为1N5233，稳压管VZ2的稳定电压VZ2为6V。
步骤205、根据公式选取电阻R9和电阻R10的阻值；
本实施例中，电阻R9的阻值选取过小会导致电阻R9上消耗的功率变大，致使过流或短路判定电路3的功耗上升，整个电路的效率下降；电阻R9的阻值选取过大会导致流过稳压管VZ2的电流增大，进而需要选择更大功率的稳压管VZ2，增加了选择的难度与成本。
本实施例中，具体实施时，选取电阻R9的阻值为10KΩ。
本实施例中，VZ2＝6V，根据公式计算得到R10<22987.8Ω，具体实施时，为降低电阻R10的功耗，选取电阻R10的阻值为15KΩ。
步骤206、根据公式选取电阻R11的阻值，其中，IVz2min为稳压管VZ2正常工作时的最小电流值，IVz2max为稳压管VZ2正常工作时的最大电流值；
本实施例中，稳压管ZV2型号为1N5233，IVz2min＝20mA，IVz2max＝85mA，VZ2＝6V，Vimin＝15V，Vimax＝40V，R1＝81Ω，R3＝100Ω，
根据公式计算得到217.87Ω<R11<263.66Ω，具体实施时，选取电阻R11的阻值为220Ω。
步骤三、连接比较器U1和电阻R5、电阻R6、电阻R8、电阻R9、电阻R10、电阻R11和稳压管VZ2，组成过流及短路判定电路3，并与电流检测电路2连接，具体过程为：
步骤301、将电阻R5的一端和电阻R6的一端接到比较器U1的同相输入端，并将电阻R5的另一端接到输入电路8的负极输出端Vi-和电阻R7的一端的连接端；
步骤302、将电阻R9的一端和电阻R10的一端接到比较器U1的反相输入端，并将电阻R9的另一端接地；
步骤303、将电阻R11的一端和稳压管VZ2的阴极接到电阻R10的另一端，将稳压管VZ2的阳极接地，并将电阻R11的另一端引出作为过流及短路判定电路3的反相电压输入端；
步骤304、将电阻R8接到比较器U1的输出端与比较器U1的电源输入端之间，将比较器U1的输出端引出作为过流及短路判定电路3的输出端；
步骤四、选择组成基准电压电路1的合适参数的电阻R4、电容C1和稳压管VZ1,具体过程如下：
步骤401、根据10μF≤C1≤68μF,选择电容C1的容值；
本实施例中，如果电容C1的容值选取过小则滤波效果较差，进而降低稳压管VZ1输出的基准电压的精确度；若电容C1的容值选取过大，则电容C1的体积变大成本增加。
本实施例中，具体实施时，选取电容C1的容值为33μF。
步骤402、根据公式Vu1min<VVZ1<Vimin选取稳压管VZ1，其中，Vu1min为比较器U1正常工作的最小电压值，Vimin为输入电路8的最小输出电压值；
本实施例中，选取的比较器U1为LM2903比较器，Vu1min＝2V，Vimin＝15V，根据Vu1min<VVZ1<Vimin可得2V<VVZ1<24V，具体实施时，选取稳定电压VZ1的型号为1N5242，且VVZ1＝Vref＝12V。
步骤403、根据51Ω<R4<510Ω,选取电阻R4的阻值；
本实施例中，具体实施时，选取R4的阻值为330Ω。由于稳压管VZ1所组成的稳压电路，其输出电流随电容C2的充放电过程而变化，因此在实际应用中，可根据稳压管VZ1输出基准电压的稳定程度适当调整电阻R4的阻值，使其流过的电流在额定电流的范围之内。
步骤五、连接电阻R4、电容C1和稳压管VZ1，组成基准电压电路1，并与过流及短路判定电路3连接，具体过程为：
步骤501、将电阻R4的一端接到输入电路8的正极输出端Vi+；
步骤502、将稳压管VZ1的阴极和电容C1的一端接到电阻R4的另一端，将稳压管VZ1的阳极和电容C1的另一端均接地，并将稳压管VZ1的阴极引出作为基准电压电路1的基准电压输出端；
步骤503、将电阻R6的另一端接到基准电压电路1的基准电压输出端；
步骤六、选择组成振荡延时恢复电路4的合适参数的电阻R2和电容C2，具体过程为：
根据公式选取电容C2的容值和电阻R2的阻值，其中，β为NPN三极管VT2的直流电流放大倍数，Vimax为输入电路8的最大输出电压值，td为设定的发生故障关断后的自恢复时间；
本实施例中，R1＝81Ω，R3＝100Ω，Vref＝12V，td＝50ms，选取的NPN型三极管VT2为2SD1978三极管，2SD1978三极管直流电流放大倍数β为2000至30000，为使2SD1978三极管可靠导通，选取β＝2000，根据公式计算得到R2≤103038Ω，为了降低电容C2的容值，选择电阻R2的阻值偏大，所以选取电阻R2的阻值为10KΩ；根据公式计算得到C2＝6.9μF，但是6.9μF电容不是常用的电容容值阻值，因此为了购买电容的方便和减少误差，选取电容C2的容值为6.8μF，当C2＝6.8μF时，根据公式可计算得到所设定的故障关断后的自恢复时间td的实际值为49.2ms。
步骤七、连接电阻R2和电容C2组成振荡延时恢复电路4，并与基准电压电路1连接，具体过程为：
步骤701、将电阻R2的一端接到电容C2的一端，将电阻R2的另一端接到基准电压电路1的基准电压输出端，并将电阻R2的一端和电容C2的一端的连接端引出作为振荡延时恢复电路4的输出端；
步骤702、将电容C2的另一端引出作为振荡延时恢复电路4的输入端；
步骤八、连接自振荡打嗝式短路保护电路，具体过程为：
步骤801、将过流及短路判定电路3的的反相电压输入端接到功率开关驱动电路5的一个输出端；
步骤802、将过流及短路判定电路3的输出端接到振荡延时恢复电路4的输入端，并将振荡延时恢复电路4的输出端接到功率开关驱动电路5的输入端；
步骤803、将功率开关驱动电路5的另一输出端接到功率开关电路6的驱动端；
步骤804、将功率开关电路6的输入端接到电阻R4的一端和输入电路8的正极输出端Vi+的连接端。
本实施例中，步骤206和步骤六中，首先，根据公式tf min<3R1×Cgs<tf max选取电阻R1的阻值，其中，tf min为设定的增强型PMOS管VT1关断时间的最小值，tf max为设定的增强型PMOS管VT1关断时间的最大值，Cgs为增强型PMOS管VT1的栅源寄生电容值；
然后，根据公式选取电阻R3的阻值，其中，Vgs(max)为增强型PMOS管VT1栅源之间的最大驱动电压，Vgs(th)为增强型PMOS管VT1触发导通的门槛电压。
本实施例中，tf min＝200ns，tf max＝300ns，Cgs＝1060pf，根据公式tf min<3R1×Cgs<tf max计算得到62.89Ω<R1<94.34Ω，具体实施时，选取R1的阻值81Ω。
本实施例中，Vimin＝15V，Vimax＝40V，Vgs(max)＝-20V，Vgs(th)＝-3V，根据公式计算得到81Ω<R3≤121.5Ω，选取R3的阻值为100Ω。
本实施例中，根据公式选取增强型PMOS管VT1，其中，VVT1(BR)DSS为增强型PMOS管VT1关断时的最大漏源电压，IVT1max为增强型PMOS管VT1允许流过的最大电流值；
根据公式选取NPN三极管VT2,其中，IVT2max为NPN三极管VT2集电极允许流过的最大电流值。
本实施例中，Vimax＝40V，Iomax＝10A，根据公式具体实施时，选取增强型PMOS管VT1是型号为IRF9540的增强型PMOS管，则IVT1max＝-23A，VVT1(BR)DSS＝-100V。
本实施例中，R3＝100Ω，Vimax＝40V，根据公式计算得到IVT2max>0.5A，选择NPN三极管VT2为2SD1978的NPN型三极管，则NPN三极管VT2允许流过的最大电流IVT2max＝1.5A。
本实施例中，所述输入电路8的最大输出电压值为40V，所述输入电路8的最小输出电压值为15V。
综上所述，本发明电路结构简单，实现方便且成本低，实现电路的过流或者短路保护，且通过振荡延时恢复电路设定功率开关电路自动恢复时间，使得功率开关电路有规律地关断和开通，避免功率开关电路中增强型PMOS管未完全截止又被重新导通的现象，从而最大程度地限制故障火花能量的输出，可靠性高，实用性强，使用效果好，便于推广使用。
以上所述，仅是本发明的较佳实施例，并非对本发明作任何限制，凡是根据本发明技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、变更以及等效结构变化，均仍属于本发明技术方案的保护范围内。
Claims (7)
1.一种自振荡打嗝式短路保护电路，包括连接在输入电路(8)与负载(7)之间且用于开通或关断输入电路(8)向负载(7)输出电能的功率开关电路(6)、与功率开关电路(6)相接且用于实时检测电路中电流大小的电流检测电路(2)和与电流检测电路(2)相接且判断电路过流或者短路的过流及短路判定电路(3)，以及用于驱动功率开关电路(6)开通或者关断的功率开关驱动电路(5)和与输入电路(8)相接且为过流及短路判定电路(3)提供基准电路的基准电压电路(1)，其特征在于：所述过流及短路判定电路(3)与功率开关驱动电路(5)之间接有振荡延时恢复电路(4)，所述过流及短路判定电路(3)的输出端接振荡延时恢复电路(4)的输入端，所述振荡延时恢复电路(4)的输出端接功率开关驱动电路(5)的输入端，所述功率开关驱动电路(5)与过流及短路判定电路(3)相接，所述基准电压电路(1)为振荡延时恢复电路(4)提供基准电压；所述振荡延时恢复电路(4)包括电阻R2和电容C2，所述电阻R2的一端与电容C2的一端相接，所述电阻R2的另一端接基准电压电路(1)的基准电压输出端，所述电阻R2的一端与电容C2的一端的连接端为振荡延时恢复电路(4)的输出端，所述电容C2的另一端为振荡延时恢复电路(4)的输入端；
所述过流及短路判定电路(3)包括比较器U1、电阻R5、电阻R6、电阻R8、电阻R9、电阻R10、电阻R11和稳压管VZ2，所述比较器U1的同相输入端接电阻R5的一端和电阻R6的一端，所述电阻R5的另一端接输入电路(8)的负极输出端Vi-和电流检测电路(2)的输出端，所述比较器U1的反相输入端接电阻R9的一端和电阻R10的一端，所述电阻R9的另一端接地，所述电阻R10的另一端接电阻R11的一端和稳压管VZ2的阴极，所述稳压管VZ2的阳极接地，所述电阻R11的另一端接功率开关驱动电路(5)的一个输出端，所述比较器U1的输出端与比较器U1的电源输入端之间接有电阻R8，所述比较器U1的电源输入端和电阻R6的另一端均与基准电压电路(1)的基准电压输出端相接，所述比较器U1的输出端为过流及短路判定电路(3)的输出端。
2.按照权利要求1所述的一种自振荡打嗝式短路保护电路，其特征在于：所述基准电压电路(1)包括稳压管VZ1、电阻R4和电容C1，所述电阻R4的一端接输入电路(8)的正极输出端Vi+，所述电阻R4的另一端接稳压管VZ1的阴极和电容C1的一端的连接端，所述稳压管VZ1的阳极和电容C1的另一端均接地，所述稳压管VZ1的阴极为基准电压电路(1)的基准电压输出端；
所述电流检测电路(2)包括电阻R7，所述电阻R7的一端与电阻R5的一端与输入电路(8)的负极输出端Vi-的连接端相接；
所述功率开关驱动电路(5)包括NPN三极管VT2和电阻R3，所述NPN三极管VT2的基极接振荡延时恢复电路(4)的输出端，所述NPN三极管VT2的发射极接地，所述NPN三极管VT2的集电极与电阻R3的一端相接，所述NPN三极管VT2的集电极与电阻R3的一端的连接端为功率开关驱动电路(5)的一个输出端，所述电阻R3的另一端为功率开关驱动电路(5)的另一输出端；
所述功率开关电路(6)包括电阻R1和增强型PMOS管VT1，所述电阻R1的一端与增强型PMOS管VT1的栅极的连接端和功率开关驱动电路(5)的输出端相接，所述电阻R1的一端与增强型PMOS管VT1的栅极的连接端为功率开关电路(6)的驱动端，所述增强型PMOS管VT1的源极与电阻R1的另一端的连接端与电阻R4的一端和输入电路(8)的正极输出端Vi+的连接端相接，所述增强型PMOS管VT1的源极与电阻R1的另一端的连接端为功率开关电路(6)的输入端，所述增强型PMOS管VT1的漏极为功率开关电路(6)的输出端。
3.按照权利要求2所述的一种自振荡打嗝式短路保护电路及其设计方法，其特征在于：所述负载(7)为负载RL，所述负载RL连接在功率开关电路(6)的输出端和电阻R7之间。
4.一种设计如权利要求2所述短路保护电路的方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：
步骤一、选择组成电流检测电路(2)的合适参数的电阻R7：根据0.01Ω≤R7≤1Ω,选取电阻R7的阻值；
步骤二、选择组成过流及短路判定电路(3)的合适参数的电阻R5、电阻R6、电阻R8、电阻R9、电阻R10、电阻R11和稳压管VZ2，具体过程为：
步骤201、根据5KΩ≤R6≤12KΩ,选择电阻R6的阻值；
步骤202、根据公式选取电阻R5的阻值，其中，Io max为电路电流Io允许输出的最大电流值，Vref为设定的基准电压电路(1)输出的基准电压；
步骤203、根据10KΩ≤R8≤20KΩ,选择电阻R8的阻值；
步骤204、根据公式VZ2<Vi min选取稳压管VZ2，其中，VZ2为稳压管VZ2的稳定电压，Vi min为输入电路(8)的最小输出电压值；
步骤205、根据公式选取电阻R9和电阻R10的阻值；
步骤206、根据公式选取电阻R11的阻值，其中，IVz2min为稳压管VZ2正常工作时的最小电流值，IVz2max为稳压管VZ2正常工作时的最大电流值，Vi max为输入电路(8)的最大输出电压值；
步骤三、连接比较器U1和电阻R5、电阻R6、电阻R8、电阻R9、电阻R10、电阻R11和稳压管VZ2，组成过流及短路判定电路(3)，并与电流检测电路(2)连接，具体过程为：
步骤301、将电阻R5的一端和电阻R6的一端接到比较器U1的同相输入端，并将电阻R5的另一端接到输入电路(8)的负极输出端Vi-和电阻R7的一端的连接端；
步骤302、将电阻R9的一端和电阻R10的一端接到比较器U1的反相输入端，并将电阻R9的另一端接地；
步骤303、将电阻R11的一端和稳压管VZ2的阴极接到电阻R10的另一端，将稳压管VZ2的阳极接地，并将电阻R11的另一端引出作为过流及短路判定电路(3)的反相电压输入端；
步骤304、将电阻R8接到比较器U1的输出端与比较器U1的电源输入端之间，将比较器U1的输出端引出作为过流及短路判定电路(3)的输出端；
步骤四、选择组成基准电压电路(1)的合适参数的电阻R4、电容C1和稳压管VZ1,具体过程如下：
步骤401、根据10μF≤C1≤68μF,选择电容C1的容值；
步骤402、根据公式Vu1min<VVZ1<Vi min选取稳压管VZ1，其中，Vu1min为比较器U1正常工作的最小电压值，Vi min为输入电路(8)的最小输出电压值；
步骤403、根据51Ω<R4<510Ω,选取电阻R4的阻值；
步骤五、连接电阻R4、电容C1和稳压管VZ1，组成基准电压电路(1)，并与过流及短路判定电路(3)连接，具体过程为：
步骤501、将电阻R4的一端接到输入电路(8)的正极输出端Vi+；
步骤502、将稳压管VZ1的阴极和电容C1的一端接到电阻R4的另一端，将稳压管VZ1的阳极和电容C1的另一端均接地，并将稳压管VZ1的阴极引出作为基准电压电路(1)的基准电压输出端；
步骤503、将电阻R6的另一端和比较器U1的电源输入端接到基准电压电路(1)的基准电压输出端；
步骤六、选择组成振荡延时恢复电路(4)的合适参数的电阻R2和电容C2，具体过程为：
根据公式选取电容C2的容值和电阻R2的阻值，其中，β为NPN三极管VT2的直流电流放大倍数，Vi max为输入电路(8)的最大输出电压值，td为设定的发生故障关断后的自恢复时间；
步骤七、连接电阻R2和电容C2组成振荡延时恢复电路(4)，并与基准电压电路(1)连接，具体过程为：
步骤701、将电阻R2的一端接到电容C2的一端，将电阻R2的另一端接到基准电压电路(1)的基准电压输出端，并将电阻R2的一端和电容C2的一端的连接端引出作为振荡延时恢复电路(4)的输出端；
步骤702、将电容C2的另一端引出作为振荡延时恢复电路(4)的输入端；
步骤八、连接自振荡打嗝式短路保护电路，具体过程为：
步骤801、将过流及短路判定电路(3)的反相电压输入端接到功率开关驱动电路(5)的一个输出端；
步骤802、将过流及短路判定电路(3)的输出端接到振荡延时恢复电路(4)的输入端，并将振荡延时恢复电路(4)的输出端接到功率开关驱动电路(5)的输入端；
步骤803、将功率开关驱动电路(5)的另一输出端接到功率开关电路(6)的驱动端；
步骤804、将功率开关电路(6)的输入端接到电阻R4的一端和输入电路(8)的正极输出端Vi+的连接端。
5.按照权利要求4所述的方法，其特征在于：步骤206和步骤六中，首先，根据公式tf min<3R1×Cgs<tf max选取电阻R1的阻值，其中，tf min为设定的增强型PMOS管VT1关断时间的最小值，tf max为设定的增强型PMOS管VT1关断时间的最大值，Cgs为增强型PMOS管VT1的栅源寄生电容值；
然后，根据公式选取电阻R3的阻值，其中，Vgs(max)为增强型PMOS管VT1栅源之间的最大驱动电压，Vgs(th)为增强型PMOS管VT1触发导通的门槛电压。
6.按照权利要求5所述的方法，其特征在于：根据公式选取增强型PMOS管VT1，其中，VVT1(BR)DSS为增强型PMOS管VT1关断时的最大漏源电压，IVT1max为增强型PMOS管VT1允许流过的最大电流值；
根据公式选取NPN三极管VT2,其中，IVT2max为NPN三极管VT2集电极允许流过的最大电流值。
7.按照权利要求4至6中任一权利要求所述的方法，其特征在于：所述输入电路(8)的最大输出电压值为40V，所述输入电路(8)的最小输出电压值为15V。
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