CN106911277A - 基于矩阵变换器的永磁同步电机控制系统 - Google Patents

Abstract

本发明提供了基于矩阵变换器的永磁同步电机控制系统，包括主电路、检测电路、控制电路、驱动电路、信号处理电路和箝位电路；主电路中双向开关矩阵电路由9个具有阻断能力和自关断能力的双向开关组成，通过RLC输入滤波器与三相交流电源相连，直接连接永磁同步电机。其控制方法为：矩阵变换器虚拟成等效的交‑直‑交结构后，对两级变换器进行PWM控制，虚拟整流侧基于前向BP神经网络算法预测设定功率因数值并代入矩阵变换器的双空间矢量调制算法中，控制矩阵变换器网测功率因数为1；虚拟逆变侧使输出电压空间矢量满足直接转矩控制要求。该系统是一种输入输出波形正弦化、能量双向流动、动静态性能良好、对电网无污染、高性能的绿色“交流调速系统”。

Description

基于矩阵变换器的永磁同步电机控制系统

技术领域

本发明涉及高效永磁电机控制系统领域，尤其涉及一种基于矩阵变换器的永磁同步电机控制系统。

背景技术

随着电力电子技术和电机控制技术的发展，交流电气传动系统在实践当中已有广泛的应用，如用在风机、电力机车和轻工机械等，其控制效果可与直流调速相媲美，并且还拥有直流调速系统没有的一系列优点。交流电气传动系统的执行电机一般为异步电动机、永磁同步电机和无刷直流电机。其中，永磁同步电机由于其转子为永磁体，没有复杂的电刷结构，且采用矢量控制或直接转矩控制可以使永磁同步电机调速系统的控制性能接近直流电机调速系统的性能指标，因此广泛应用于伺服控制及电气传动等场合。

构成交流电气传动系统的除了执行电机外还包括变频装置，常见的变频装置主电路拓扑结构主要包括AC/DC/AC变换器(双PWM变换器和不控整流PWM变换器)及AC/AC变换器(主要是周波变换器)，其中，不控整流PWM变换器采用二极管不控整流，会造成输入电流发生畸变，使得输入电流波形非正弦，谐波增大，输入功率因数偏低，能量无法实现双向流动，且中间直流环节含有大电容；双PWM控制器整流和逆变均采用全控性器件，实现了输入电流输出电压正弦化，能量双向流动，实现高功率因数运行，但该结构仍需要中间直流储能电容；周波变换器由于没有中间直流环节，利用电网电压实现晶闸管的自然换流，实现了能量双向流动和四象限运行，但由于采用移相触发方式实现功率变换，使得电流电压波形畸变严重，输入功率因数较低。

发明内容

在下文中给出了关于本发明的简要概述，以便提供关于本发明的某些方面的基本理解。应当理解，这个概述并不是关于本发明的穷举性概述。它并不是意图确定本发明的关键或重要部分，也不是意图限定本发明的范围。其目的仅仅是以简化的形式给出某些概念，以此作为稍后论述的更详细描述的前序。

鉴于此，本发明提供了一种基于矩阵变换器的永磁同步电机控制系统，已解决现有技术不足。

本发明的基于矩阵变换器的永磁同步电机控制系统，其包括主电路、检测电路、控制电路、驱动电路、信号处理电路以及箝位电路；主电路包括三相交流电源、RLC输入滤波器、双向开关矩阵电路以及永磁同步电机；检测电路包括输入电压检测模块、输出电压电流检测模块以及光电编码器，其中，输入电压检测模块用于进行输入相电压过零点检测，输出电压电流检测模块用于进行输出电流极性检测、输出电压大小检测和输出电流大小检测，而光电编码器用于对永磁同步电机的转速和转子初始位置进行检测；控制电路包括ARM模块和FPGA模块，以实现坐标变换、计算定子磁链、计算电磁转矩、输入电流扇区、输出电压扇区以及求出矢量作用时间和矢量分配情况的功能；驱动电路用于对控制电路中的FPGA输出的PWM信号进行放大以及隔离驱动双向开关矩阵电路中的开关管；信号处理电路用于对输入电压检测模块及输出电压电流检测模块采集的信号进行限幅、滤波和比较整形；箝位电路用于保护双向开关矩阵电路中的开关管免遭过压损坏。

优选地，箝位电路包括过压吸收电路模块和泄放电路模块；过压吸收电路模块包括第一电容、第二电容、第九电阻、第十电阻以及多个二极管；过压吸收电路模块和泄放电路模块用于在双向开关矩阵电路带感性负载时，通断切换双向开关矩阵电路中的开关管瞬间形成高压尖峰，通过高压尖峰能量对第一电容和第二电容进行充电以保护双向开关矩阵电路中的开关管；第九电阻和第十电阻为均压电阻。

优选地，多个二极管包括6组二极管，6组二极管中的每一组包括两个串联的二极管，6组二极管并联连接于泄放电路模块的两端；第一电容的一端和第十电阻的一端M连接后与泄放电路模块的一端相连接，第一电容的另一端、第十电阻的另一端、第二电容的一端以及第九电阻的一端连接在一起，第二电容的另一端和第九电阻的另一端连接后与泄放电路模块的另一端N相连接。

优选地，泄放电路模块包括第七电阻、第八电阻、第六电阻、第三电容、电压比较器、第一电阻、光耦合器、第二电阻、第四电容、第三电阻、稳压二极管、第四电阻、开关管、第五电阻和第一二极管；其中，电压比较器的型号为LM339，光耦合器的型号为TLP250，第八电阻和第六电阻为可变电阻，第四电容为电解电容，第五电阻为泄放电阻；第七电阻的一端和第五电阻的一端相连接后作为M端，第五电阻的另一端连接开关管的集电极；第七电阻的另一端连接第八电阻的一个固定端，第八电阻的另一个固定端作为N端；第八电阻的可调端连接至电压比较器的5引脚；电压比较器的3引脚接入+15V电压端、且与第六电阻的一个固定端相连接，第六电阻的另一个固定端连接至电压比较器的4引脚且接地，电压比较器的4引脚还与第六电阻的可调端相连接；第三电容接于电压比较器的5引脚与4引脚之间，电压比较器的12引脚接入-15V电压端；电压比较器的2引脚连接第一电阻的一端，第一电阻的另一端连接光耦合器的3引脚，光耦合器的2引脚连接+5V电压；光耦合器的8引脚与第三电阻R3的一端连接后接入20V电压端，第三电阻的另一端连接稳压二极管的负极，稳压二极管的正极接地；光耦合器的6引脚连接第二电阻的一端，第二电阻的另一端连接开关管的栅极，开关管的发射极连接N端；第四电阻接于开关管的栅极与发射极之间；光耦合器的5引脚与第四电容的负极相连后接地，第四电容的正极连接至开关管的发射极。

优选地，当因短路保护而使得主电路的开关管全部关断时，泄放电路模块的母线电压MN迅速上升：当母线电压MN大于电路预设电压时，开关管导通，过压产生的能量通过第五电阻进行泄放，当母线电压MN降低到预设值以下时，开关管关断，系统恢复正常。

优选地，在矩阵变换器双空间矢量调制的基础上，结合直接转矩控制，把双向开关矩阵电路和永磁同步电机视为一体，同时实现双向开关矩阵电路的空间矢量调制和永磁同步电机的直接转矩控制。

优选地，对于虚拟整流侧，采用预测设定功率因数值的方法，将预测设定值引入到双向开关矩阵电路的算法中，以此来抵消由于引入RLC输入滤波器而造成网侧功率因数值降低的影响，使其网侧工作在单位功率因数下。

优选地，对于虚拟逆变侧，永磁同步电机采用直接转矩控制策略，将转矩、磁链及磁链扇区分布状态码引入到双向开关矩阵电路的空间矢量调制算法中。

优选地，采用基于前向BP神经网络的网测功率因数调节算法，来确定双向开关矩阵电路预测功率因数值。

本发明的基于矩阵变换器的永磁同步电机控制系统，在矩阵变换器-永磁同步电机直接转矩控制系统的基础上，采用前向BP神经网络算法预测设定功率因数值的方法，不但控制网测工作在单位功率因数，而且能够明显的减小磁链和转矩脉动，大大改善系统的动态特性，其具有如下有益效果：

1、采用直接转矩控制直接控制电机的磁链和转矩，不需要繁琐的解耦运算，省掉了矢量旋转变换等复杂的变换和计算，信号处理过程简单化。

2、在永磁同步电机控制系统中采用矩阵变换器，具有输入输出波形正弦化、输入端功率因数可调、能量可双向流动、无需体积大的储能元件、双向开关可以实现零电流切换以及实现一个整流级拖动多级逆变级等优点。

3、采用矩阵变换器的双空间矢量调制方法，具有简化控制算法和最大的电压传输比且不需要外部的谐波补偿。

4、采用前向BP神经网络作为预测设定功率因数的方法，前向BP神经网络算法具有非线性映射能力、自学习自适应能力、容错能力等特点，使得网测功率因数更接近于单位功率因数，误差更小。

5、采用ARM与FPGA的联合控制，ARM为主，FPGA为辅，提高系统处理的实时性。

通过以下结合附图对本发明的最佳实施例的详细说明，本发明的这些以及其他优点将更加明显。

附图说明

本发明可以通过参考下文中结合附图所给出的描述而得到更好的理解，其中在所有附图中使用了相同或相似的附图标记来表示相同或者相似的部件。所述附图连同下面的详细说明一起包含在本说明书中并且形成本说明书的一部分，而且用来进一步举例说明本发明的优选实施例和解释本发明的原理和优点。在附图中：

图1为基于矩阵变换器的永磁同步电机控制系统的系统整体结构框图

图2为箝位电路图；

图3为泄放电路图；

图4A和4B为虚拟逆变侧输出线电压调制图；

图5A和5B为虚拟整流侧输入相电流调制图；

图6为磁链、电流和电压的矢量关系图；

图7为基于矩阵变换器等效直交结构的DTC控制电路图；

图8为虚拟逆变侧空间电压矢量图；

图9为扇区分布图；

图10为RLC输入滤波电路图；

图11A和11B为矢量合成图；

图12为电流检测电路图；

图13为电压过零检测电路图；

图14为负载侧电流极性判断电路图；

图15为驱动电路图；

图16为主程序流程图1；

图17为中断处理程序流程图；

图18为主程序流程图2；

图19A和19B为磁链圆和运行轨迹图；

图20A和20B为电机起动过程转速、转矩波形图；

图21A和21B为电机加减速过程转速、转矩波形图。

本领域技术人员应当理解，附图中的元件仅仅是为了简单和清楚起见而示出的，而且不一定是按比例绘制的。例如，附图中某些元件的尺寸可能相对于其他元件放大了，以便有助于提高对本发明实施例的理解。

具体实施方式

在下文中将结合附图对本发明的示范性实施例进行描述。为了清楚和简明起见，在说明书中并未描述实际实施方式的所有特征。然而，应该了解，在开发任何这种实际实施例的过程中必须做出很多特定于实施方式的决定，以便实现开发人员的具体目标，例如，符合与系统及业务相关的那些限制条件，并且这些限制条件可能会随着实施方式的不同而有所改变。此外，还应该了解，虽然开发工作有可能是非常复杂和费时的，但对得益于本公开内容的本领域技术人员来说，这种开发工作仅仅是例行的任务。

在此，还需要说明的一点是，为了避免因不必要的细节而模糊了本发明，在附图中仅仅示出了与根据本发明的方案密切相关的装置结构和/或处理步骤，而省略了与本发明关系不大的其他细节。

本发明提供了一种基于矩阵变换器的永磁同步电机控制系统，图1给出了该系统的系统整体结构框图。

如图1所示，该系统包括主电路、检测电路、控制电路、驱动电路、信号处理电路以及箝位电路。

主电路包括三相交流电源11、RLC输入滤波器12、双向开关矩阵电路13以及永磁同步电机(PMSM)14。

检测电路包括输入电压检测模块21、输出电压电流检测模块22以及光电编码器23，其中，输入电压检测模块21用于进行输入相电压过零点检测，输出电压电流检测模块22用于进行输出电流极性检测、输出电压大小检测和输出电流大小检测，而光电编码器用于对永磁同步电机的转速和转子初始位置进行检测。

控制电路包括ARM模块和FPGA模块，以实现坐标变换、计算定子磁链、计算电磁转矩、输入电流扇区、输出电压扇区以及求出矢量作用时间和矢量分配情况等功能。

驱动电路用于对控制电路中的FPGA输出的PWM信号进行放大以及隔离驱动双向开关矩阵电路中的开关管。

信号处理电路用于对输入电压检测模块21及输出电压电流检测模块22采集的信号进行限幅、滤波和比较整形。

箝位电路用于保护双向开关矩阵电路中的开关管免遭过压损坏。

如图2所示，箝位电路包括过压吸收电路模块和泄放电路模块。

图2示出了箝位电路的一种结构。其中，过压吸收电路模块例如包括第一电容C1、第二电容C2、第九电阻R9、第十电阻R10以及多个二极管；过压吸收电路模块和泄放电路模块用于在双向开关矩阵电路13带诸如永磁同步电机类的感性负载时，通断切换双向开关矩阵电路13中的开关管瞬间形成高压尖峰，通过高压尖峰能量对第一电容C1和第二电容C2进行充电以保护双向开关矩阵电路13中的开关管；第九电阻R9和第十电阻R10为均压电阻。其中，上述多个二极管例如包括6组二极管，6组二极管中的每一组包括两个串联的二极管，6组二极管并联连接于泄放电路模块的两端。

如图2所示，第一电容C1的一端和第十电阻R10的一端连接后与泄放电路模块的一端M相连接，第一电容C1的另一端、第十电阻R10的另一端、第二电容C2的一端以及第九电阻R9的一端连接在一起，第二电容C2的另一端和第九电阻R9的另一端连接后与泄放电路模块的另一端N相连接。

根据一个示例，如图3所示，泄放电路模块可以包括第七电阻R7、第八电阻R8、第六电阻R6、第三电容C3、电压比较器LM339、第一电阻R1、光耦合器TLP250、第二电阻R2、第四电容C4、第三电阻R3、稳压二极管ZD5、第四电阻R4、开关管Q1、第五电阻R5和第一二极管D1；其中，第八电阻R8和第六电阻R6为可变电阻，第四电容C4为电解电容，第五电阻R5为泄放电阻。

第七电阻R7的一端和第五电阻R5的一端相连接后作为M端，第五电阻R5的另一端连接开关管Q1的集电极；第七电阻R7的另一端连接第八电阻R8的一个固定端，第八电阻R8的另一个固定端作为N端；第八电阻R8的可调端连接至电压比较器LM339的5引脚；电压比较器LM339的3引脚接入+15V电压端、且与第六电阻R6的一个固定端相连接，第六电阻R6的另一个固定端连接至电压比较器LM339的4引脚且接地，电压比较器LM339的4引脚还与第六电阻R6的可调端相连接；第三电容C3接于电压比较器LM339的5引脚与4引脚之间，电压比较器LM339的12引脚接入-15V电压端。

电压比较器LM339的2引脚连接第一电阻R1的一端，第一电阻R1的另一端连接光耦合器TLP250的3引脚，光耦合器TLP250的2引脚连接+5V电压；光耦合器TLP250的8引脚与第三电阻R3的一端连接后接入20V电压端，第三电阻R3的另一端连接稳压二极管ZD5的负极，稳压二极管ZD5的正极接地；光耦合器TLP250的6引脚连接第二电阻R2的一端，第二电阻R2的另一端连接开关管Q1的栅极，开关管Q1的发射极连接N端；第四电阻R4接于开关管Q1的栅极与发射极之间；光耦合器TLP250的5引脚与第四电容C4的负极相连后接地，第四电容C4的正极连接至开关管Q1的发射极。

这样，当因短路保护而使得主电路的开关管全部关断时，泄放电路模块的母线电压MN迅速上升：当母线电压MN大于电路预设电压时，开关管Q1导通，过压产生的能量通过第五电阻R5进行泄放，当母线电压MN降低到预设值以下时，开关管Q1关断，系统恢复正常。

根据一个示例，在矩阵变换器(即双向开关矩阵电路13)双空间矢量调制的基础上，结合直接转矩控制，把双向开关矩阵电路13和永磁同步电机14视为一体，同时实现双向开关矩阵电路13的空间矢量调制和永磁同步电机14的直接转矩控制。

对于虚拟整流侧，例如可采用预测设定功率因数值的方法，将预测设定值引入到双向开关矩阵电路13的算法中，以此来抵消由于引入RLC输入滤波器12而造成网侧功率因数值降低的影响，使其网侧工作在单位功率因数下。

此外，对于虚拟逆变侧，永磁同步电机14例如采用直接转矩控制策略，将转矩、磁链及磁链扇区分布状态码引入到双向开关矩阵电路13的空间矢量调制算法中。

根据一个示例，例如可以采用基于前向BP神经网络的网测功率因数调节算法，来确定双向开关矩阵电路13预测功率因数值。

优选实施例1

本实施例的基于矩阵变换器的永磁同步电机控制系统，在矩阵变换器双空间矢量调制的基础上，结合直接转矩控制，把矩阵变换器和永磁同步电动机视为一体，同时实现矩阵变换器的空间矢量调制和永磁同步电动机的直接转矩控制。具体的技术方案如下：

1、将矩阵变换器的双SVPWM整体调控转化为等效交-直-交结构的虚拟整流侧(VSR)和虚拟逆变侧(VSI)两部分同时进行的SVPWM的调控。

对虚拟逆变侧的矢量调制方式如图4A和4B所示。可将其直流侧电压U_PN设为U_dc，输出的线电压U_o为：

如图4A中，非零电压开关状态矢量U₁～U₆是每隔60°的六个矢量，将整个PWM周期划分成六个大小相等的电压扇区。U₇、U₈则是余下两种开关状态零矢量。图4B中，U_J、U_L分别表示两个相隔60°的基准适量，U_O则代表零矢量，d_J、d_L、d_oi为电压矢量U_J、U_L、U_O的占空比，则在一个PWM周期内输出矢量U_O表示为：

U_o＝d_JU_J+d_LU_L+d_0iU₀ (2)

由式(2)可得电压矢量的占空比d_J、d_L、d_oi的数学表达式为：

式(3)中，m_vsi电压的调制系数，T_J、T_L、T_θi为U_J、U_L、U_θi为开关变量在一个周期内导通的时间，θ_vsi为输出电压矢量与该矢量所在扇区的一个基准矢量的夹角。

对虚拟整流侧的矢量调制方式如图5A和5B所示。可将其直流侧电流io设为I_Z，输入的相电压U_iPh为：

如图5A中，非零电流开关状态矢量I₁～I₆是每隔60°的六个矢量，将整个PWM周期划分成六个大小相等的电流扇区。I₇、I₈、I₉则是余下三种开关状态零矢量。图5B中I_p、I_b分别表示两个相隔60°的基准适量，I₀则代表零矢量，d_b、d_p、d_0c为电压矢量I_b、I_p、I₀的占空比，则在一个PWM周期内输出矢量i_o表示为：

i_o＝d_bI_b+d_pI_p+d_0cI₀ (5)

由式(5)可得d_b、d_p、d_0c的数学表达式为：

式(6)中，m_vsr作为电流的调制系数，T_b、T_p、T_0c分别为I_b、I_p、I_o开关向量在一个脉宽调制周期内的导通时间，θ_vsr为输入电流矢量与该矢量所在扇区的一个基准矢量的夹角。

最后将虚拟整流侧和虚拟逆变侧占扇区及空比进行整合得到下式：

2、永磁同步电机直接转矩控制原理

永磁同步电机中磁链、电流和电压的矢量关系如图6所示。其中转子磁链的轴向为d轴的正方向，d轴与A相绕组的夹角为θ_r。定子磁链的方向为x轴的正方向。在转子d-q坐标系下，电机的矢量方程可以写为：

ψ_d＝L_di_d+ψ_f (8)

ψ_q＝L_qi_q (9)

u_d＝R_di_d+pψ_d-w_rψ_q (10)

u_q＝R_si_q+pψ_q-w_rψ_d (11)

其中，ψ_d、ψ_q、u_d、u_q、i_d、i_q、L_d分别为定子磁链、电压、电流和电感在d、q轴下的分量。

由图6可得，ψ_d、ψ_q表达式为：

ψ_d＝ψ_scosδ (13)

ψ_q＝ψ_ssinδ (14)

将式(13)、(14)代入式(8)、(9)，可得：

i_d＝(ψ_scosδ-ψ_f)/L_d (15)

i_q＝(ψ_ssinδ)/L_q (16)

将式(13)、(14)、(15)和(16)代入式(12)，可得：

对于隐极式永磁同步电机有L_d＝L_q＝L_S，这样式(17)可化简为：

T_e＝3p_nψ_fψ_ssinδ/2L_s (18)

在式(18)中，转子磁链ψ_f的幅值不变，在实际运行中，保证定子磁链ψ_s幅值为额定值(饱和)，以充分利用电动机铁芯，则电磁转矩T_e就仅与转矩角δ有关，通过控制δ就可以控制电磁转矩，这就是永磁同步电机直接转矩控制的基本原理。

3、永磁同步电机(PMSM)采用直接转矩控制

结合矩阵变换器的虚拟整流(VSR)和虚拟逆变(VSI)进行分析如下：

基于虚拟直-交(逆变)结构的直接转矩控制分析，如图7所示，电机的空间电压矢量可表示为：

其中，U_dc为虚拟逆变器直流母线电压，U_j为空间电压矢量，i＝p、n，j＝0,l,2…7。

如图8，非零电压开关状态矢量U₁～U₆是每隔60°的六个矢量，将整个划分成六个大小相等的电压扇区，U₇、U₈则是余下两种开关状态零矢量，磁链扇区的划分采用空间电压矢量的角平分线作为分区的边界，工作矢量就把空间分成六个扇区，分别用θ₁～θ₆来表示，如图9所示。电机旋转时，转子磁链位置不断地变化，因此定子磁链也必须响应的旋转，为获得旋转的定子磁链，适当的选取空间电压矢量达到控制磁链的目的，从而改变电机的转矩角，即改变电机的转矩。

直接转矩控制中转矩和磁链的控制采用滞环控制方式,就是选择电压矢量来控制转矩和磁链保持在一定的容差范围内。根据给定值与当前实际值进行比较(磁链状态量为ω,转矩状态量为τ),分别用比较值1、0、-1决定开关状态,根据所在扇区θ(i＝1～6),采用相应的电压矢量增大、保持和减小当前的磁链和转矩。直接转矩控制开关表如表1所示。

表1直接转矩控制开关表

对于虚拟整流侧(VSR)的矢量控制，采用基于BP神经网络的网测功率因数调节算法，把预测设定功率因数值引入到矩阵变换器的算法之中，保证网侧工作在功率因数1下。

系统虚拟整流侧含有RLC滤波器，结构如图10所示，通过电路分析可得：

其中，I_r、I_s、I_t和U_r、U_s、U_t为滤波器网侧相电流(以I_s概括表示)和相电压(以U_s概括表示)，I_ir、I_is、I_it和U_iR、U_iS、U_iT为滤波器输出侧的相电流(以I_in概括表示)和相电压(以U_in概括表示)。

将式(20)中的两方程相加，化简和并就可得到：

将式(20)的虚部实部分别提取合成，可以表示为：X+Y＝Z。矢量图如图11A所示，实部X₁和虚部X₂合成矢量X，实部Y₁和虚部Y₂合成矢量Y，实部Z₁和虚部Z₂合成矢量Z。由于X₁、Y₂、Z₂相对于X₂、Y₁、Z₁的幅值过小且忽略这些小矢量不会对和成后的矢量相位角有较大影响，经化简得到下式，矢量图如图11B所示。

根据以上矢量图，通过勾股定理求解，就可计算得到网侧功率因数角如下：

从上面的式子可以知道，网侧功率因数角由输入滤波器的电容值C、电感值L、电阻值R、滤波器输入侧相电流、相电压幅值I_m和U_m、网侧电压角频率w_in及矩阵变换器设定功率因数值Φ共同影响。

滤波器输入侧电压幅值及网侧电压角频率由电网决定且固定不变，输入滤波器的电容值、电感值、电阻值受到截止频率等滤波器设计要求的限定，在设计之后基本保持不变。由于矩阵变换器输入侧功率与出侧功率相等，所以滤波器输入侧相电流主要受到输出功率的影响，而输出功率主要与负载的性质及阻抗有关，无法调整和预测，且一旦负载确定之后，滤波器输入侧相电流的幅值也就确定下来。如果要改变网侧电压与网侧电流的相位角，只有通过改变MC设定功率因数的方法才可以实现，采用前向BP神经网络算法预测出MC输入功率因数设定值，将设定值参与到输入相电流的控制中，实现系统功率因数为1。

结合矩阵变换器双空间矢量的特点和直接转矩控制原理，提出矩阵变换器-永磁同步电机合成矢量控制方法。该控制方法同时实现了矩阵变换器的双空间矢量调制和永磁同步电机基于定子磁场定向的直接转矩控制，既保证了网侧功率因数为1，又使得调速系统能够实现快速、稳定等动态特性。

本专利通过软硬件结合的方法，首先，由输出电压电流检测电路检测负载侧输出电压的幅值、输出电流的幅值和极性；由输入电压电流检测电路检测输入相电压过零点，由光电编码器检测永磁同步电机转速和转子初始位置，将检测来的信号经信号处理电路转化为占空比信号、输出状态码信号及输出状态码信号，由ARM和FPGA作为核心控制芯片，对其进行系统编程控制，输出PWM波形，最后，经过驱动电路的功放、隔离驱动矩阵变换器的IGBT。

(一)硬件部分

1、电压电流检测电路

如图12所示，采用CHB-50A型电流霍尔传感器模块对负载电流实时准确进行检测，采样的电流通过霍尔传感器的采样电阻R_M得到U_M，经隔离、偏置、低通滤波和箝位处理后输入到ARM的A/D口，电压检测类似。

2、电压过零检测电路

图13为电网电压的过零检测电路，采用CHV50-1000V型电压霍尔模块对电压波形进行采集。通过电压比较器将电压波形转化为PWM波形，送入ARM的捕获单元，完成对电压相位的判断。

3、电流极性检测电路

由于FPGA芯片实现半软化四步换流法时需要确定负载侧电流的极性，所以设计了如图14所示的负载极性检测电路。通过CHB-50A型电流霍尔传感器模块采集负载侧的电流波形信号，再将采集到的电流信号通过采样电阻转化为电压信号，最后利用电压比较器将电压信号转换为PWM波形送入FPGA的捕获单元中，完成对负载侧电流极性的判断。

4、驱动电路

如图15所示，采取的驱动芯片为东芝公司生产的HCPL-316J，该芯片引脚14为IGBT过流检测输入引脚，引脚13即为输出侧电源又为驱动电压检测引脚。在过流检测引脚检测到由于过流导致IGBT压降高于正常压降2.33倍及芯片输出侧供电引脚检测到芯片输出侧供电电压低于12V时，引脚14将停止输出驱动信号且保持低电平状态，引脚6在此时由高电平转化为低电平并发出故障信号以通知控制芯片FPGA采取相应的保护措施，直至引脚5得到低电平复位信号，才能再次使驱动芯片输出驱动信号。驱动电路采取双向稳压二极管D16对输出驱动信号进行了限幅及采用R39对IGBT的寄生电容进行卸荷。如此以来，即使系统出现故障，也能最大程度保证IGBT的安全。

5、控制电路

控制单元实现系统的软件编程部分，由控制芯片ARM和FPGA联合完成，ARM选择ST公司的STM32F407作为主控制器，具有精度高、成本低、功耗小等，FPGA选用ALTER的EP4CE6E22C8N型号FPGA作为辅控制器，输出PWM波形。

(二)软件部分

系统的软件部分包括两部分：一是在ARM中处理的主程序1和中断处理子程序；二是在FPGA中处理的主程序2。

1、主程序1

系统的主程序主要完成系统的参数设置和初始化功能。它包含系统的初始化、变量初始化、占空比计算、寄存器的初始化、控制策略参数设定和中断程序初始化设定等。具体流程见图16。

2、中断服务子程序

中断处理程序是空间矢量调制的矩阵变换器直接转矩控制系统的核心，完成一个PWM周期内控制矢量调制策略所需的计算，主要包括以下部分：求定子磁链、计算电磁转矩、确定输出电压扇区、确定输入电流扇区、计算矢量占空比等。其流程图如图17所示。

3、主程序2

FPGA完成功率管保护和控制信号译码功能。所谓控制信号译码是指结合输入状态码、输出状态码(磁链和转矩状态)和四路占空比对应的PWM波形，根据转换表得到对应功率管控制信号，具有短路和过载保护功能。其流程图如图18所示。

(三)系统仿真

为验证本发明的可行性和有效性，进行系统仿真。

图19A和19B是电机稳定运行时的磁链圆和磁链运行轨迹，可以看出，矩阵变换器供电的永磁同步电机直接矩阵控制系统的磁链脉动小，得到了有效控制。

图20A和20B是电机在启动至稳定运行过程中，转速、转矩响应，电机在短时间内达到给定转速(80r/min)，转矩脉动小。

图21A和21B是电机速度从80r/min加速到100r/min又减小至40r/min过程的波形，可以看出，转速反应迅速，能够很好地跟随指定转速的变化；在电机转速降低过程中，电磁转矩反向，电机快速制动，调节时间较短。

本技术领域内的技术人员应当明白，本发明以上描述用于说明而非限制本发明的实施例，在由此描述的本发明范围内，可以设想其它实施例。此外，应当注意，本说明书中使用的语言主要是为了可读性和教导的目的而选择的，而不是为了解释或者限定本发明的主题而选择的。因此，在不偏离所附权利要求书的范围和精神的情况下，对于本技术领域的普通技术人员来说许多修改和变更都是显而易见的。对于本发明的范围，对本发明所做的公开是说明性的，而非限制性的，本发明的范围由所附权利要求书限定。

Claims (9)

1.基于矩阵变换器的永磁同步电机控制系统，其特征在于，所述基于矩阵变换器的永磁同步电机控制系统包括主电路、检测电路、控制电路、驱动电路、信号处理电路以及箝位电路；

所述主电路包括三相交流电源(11)、RLC输入滤波器(12)、双向开关矩阵电路(13)以及永磁同步电机(PMSM)(14)；

所述检测电路包括输入电压检测模块(21)、输出电压电流检测模块(22)以及光电编码器(23)，其中，所述输入电压检测模块(21)用于进行输入相电压过零点检测，所述输出电压电流检测模块(22)用于进行输出电流极性检测、输出电压大小检测和输出电流大小检测，而所述光电编码器用于对永磁同步电机的转速和转子初始位置进行检测；

所述控制电路包括ARM模块和FPGA模块，以实现坐标变换、计算定子磁链、计算电磁转矩、输入电流扇区、输出电压扇区以及求出矢量作用时间和矢量分配情况的功能；

所述驱动电路用于对所述控制电路中的FPGA输出的PWM信号进行放大以及隔离驱动双向开关矩阵电路(13)中的开关管；

所述信号处理电路用于对所述输入电压检测模块(21)及所述输出电压电流检测模块(22)采集的信号进行限幅、滤波和比较整形；

所述箝位电路用于保护双向开关矩阵电路(13)中的开关管免遭过压损坏。

2.根据权利要求1所述的基于矩阵变换器的永磁同步电机控制系统，其特征在于：

所述箝位电路包括过压吸收电路模块和泄放电路模块；

所述过压吸收电路模块包括第一电容(C1)、第二电容(C2)、第九电阻(R9)、第十电阻(R10)以及多个二极管；所述过压吸收电路模块和所述泄放电路模块用于在所述双向开关矩阵电路(13)带感性负载时，通断切换所述双向开关矩阵电路(13)中的开关管瞬间形成高压尖峰，通过高压尖峰能量对第一电容(C1)和第二电容(C2)进行充电以保护所述双向开关矩阵电路(13)中的开关管；所述第九电阻(R9)和所述第十电阻(R10)为均压电阻。

3.根据权利要求2所述的基于矩阵变换器的永磁同步电机控制系统，其特征在于：

所述多个二极管包括6组二极管，所述6组二极管中的每一组包括两个串联的二极管，所述6组二极管并联连接于所述泄放电路模块的两端；

所述第一电容(C1)的一端和所述第十电阻(R10)的一端连接后与所述泄放电路模块的一端(M)相连接，所述第一电容(C1)的另一端、所述第十电阻(R10)的另一端、所述第二电容(C2)的一端以及所述第九电阻(R9)的一端连接在一起，所述第二电容(C2)的另一端和所述第九电阻(R9)的另一端连接后与所述泄放电路模块的另一端(N)相连接。

4.根据权利要求2或3所述的基于矩阵变换器的永磁同步电机控制系统，其特征在于：

所述泄放电路模块包括第七电阻(R7)、第八电阻(R8)、第六电阻(R6)、第三电容(C3)、电压比较器(LM339)、第一电阻(R1)、光耦合器(TLP250)、第二电阻(R2)、第四电容(C4)、第三电阻(R3)、稳压二极管(ZD5)、第四电阻(R4)、开关管(Q1)、第五电阻(R5)和第一二极管(D1)；其中，所述第八电阻(R8)和所述第六电阻(R6)为可变电阻，所述第四电容(C4)为电解电容，所述第五电阻(R5)为泄放电阻；

所述第七电阻(R7)的一端和所述第五电阻(R5)的一端相连接后作为M端，所述第五电阻(R5)的另一端连接所述开关管(Q1)的集电极；所述第七电阻(R7)的另一端连接所述第八电阻(R8)的一个固定端，所述第八电阻(R8)的另一个固定端作为N端；所述第八电阻(R8)的可调端连接至所述电压比较器(LM339)的5引脚；所述电压比较器(LM339)的3引脚接入+15V电压端、且与所述第六电阻(R6)的一个固定端相连接，所述第六电阻(R6)的另一个固定端连接至所述电压比较器(LM339)的4引脚且接地，所述电压比较器(LM339)的4引脚还与所述第六电阻(R6)的可调端相连接；所述第三电容(C3)接于所述电压比较器(LM339)的5引脚与4引脚之间，所述电压比较器(LM339)的12引脚接入-15V电压端；

所述电压比较器(LM339)的2引脚连接所述第一电阻(R1)的一端，所述第一电阻(R1)的另一端连接所述光耦合器(TLP250)的3引脚，所述光耦合器(TLP250)的2引脚连接+5V电压；所述光耦合器(TLP250)的8引脚与所述第三电阻(R3)的一端连接后接入20V电压端，所述第三电阻(R3)的另一端连接所述稳压二极管(ZD5)的负极，所述稳压二极管(ZD5)的正极接地；所述光耦合器(TLP250)的6引脚连接所述第二电阻(R2)的一端，所述第二电阻(R2)的另一端连接所述开关管(Q1)的栅极，所述开关管(Q1)的发射极连接所述N端；所述第四电阻(R4)接于所述开关管(Q1)的栅极与发射极之间；所述光耦合器(TLP250)的5引脚与所述第四电容(C4)的负极相连后接地，所述第四电容(C4)的正极连接至所述开关管(Q1)的发射极。

5.根据权利要求4所述的基于矩阵变换器的永磁同步电机控制系统，其特征在于，当因短路保护而使得所述主电路的开关管全部关断时，所述泄放电路模块的母线电压MN迅速上升：当所述母线电压MN大于电路预设电压时，所述开关管(Q1)导通，过压产生的能量通过所述第五电阻(R5)进行泄放，当所述母线电压MN降低到预设值以下时，所述开关管(Q1)关断，系统恢复正常。

6.根据权利要求1所述的基于矩阵变换器的永磁同步电机控制系统，其特征在于，在矩阵变换器双空间矢量调制的基础上，结合直接转矩控制，把双向开关矩阵电路(13)和永磁同步电机(14)视为一体，同时实现双向开关矩阵电路(13)的空间矢量调制和永磁同步电机(14)的直接转矩控制。

7.根据权利要求1所述的基于矩阵变换器的永磁同步电机控制系统，其特征在于，对于虚拟整流侧，采用预测设定功率因数值的方法，将预测设定值引入到双向开关矩阵电路(13)的算法中，以此来抵消由于引入所述RLC输入滤波器(12)而造成网侧功率因数值降低的影响，使其网侧工作在单位功率因数下。

8.根据权利要求1所述的基于矩阵变换器的永磁同步电机控制系统，其特征在于，对于虚拟逆变侧，永磁同步电机(14)采用直接转矩控制策略，将转矩、磁链及磁链扇区分布状态码引入到双向开关矩阵电路(13)的空间矢量调制算法中。

9.根据权利要求1所述的基于矩阵变换器的永磁同步电机控制系统，其特征在于，采用基于前向BP神经网络的网测功率因数调节算法，来确定双向开关矩阵电路(13)预测功率因数值。