CN106899225A - 静电除尘用脉冲电源电路及其设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公布了一种脉冲高压电源电路及其设计方法，包括耦合电感、谐振电感、耦合电容、负载电容、负载电阻、晶闸管开关及反并二极管、直流电源。该电路由直流侧直流电源、脉冲侧直流电源供电，脉冲侧直流电源连接第一耦合电感另一端连接谐振电感，谐振电感另一端先与晶闸管及反并二极管连接后接地直流侧直流电源与第二耦合电感相连，另一端与负载电容相连，负载电阻与负载电容并联，第一与第二耦合电感间连接耦合电容。本发明适用于静电除尘用脉冲高压电路的设计，针对脉冲高压电路拓扑形成新的电路设计方法，解决传统设计方法不精确及设计参数设计不合理造成的负载电压拖尾问题，能够有效根据负载调整波形方案，提高电源稳定性和高除尘效率。

Description

静电除尘用脉冲电源电路及其设计方法

技术领域

本发明涉及脉冲电源电路，尤其是新型静电除尘用脉冲电源的电路设计，属于环保设备技术领域。

背景技术

随着中国工业化进程的快速发展，环境污染也日益加重。进入21世纪后，国家对日益严重的大气污染问题提高重视，相应出台各类大气排放标准。传统静电除尘设备已经不能满足现有的排放标准，静电除尘器的革新成为必然。其中高压电源系统是影响静电除尘器工作效果的关键。由于传统的工频电源和高频电源均属于恒流电源，高比阻及细微粒粉尘易引发反电晕和二次扬尘，损坏静电除尘器。

因此，国内外提出了几种脉冲电源电路，但是设计上较为粗糙，没有考虑负载电压的正当问题，缺乏对脉冲电源电路深入的建模及设计。例如：由丹麦Smith公司提出的四代脉冲电源系统可以对脉冲波形进行调节，但是存在不能优化脉冲波形，造成电压拖尾、直流电压叠加，脉冲震荡的问题，会严重影响脉冲电源的除尘效果及运行稳定性。因此，对输出电压可调节的新型静电除尘用脉冲电源电路的深入数学建模及更为精确的设计尤为关键。

发明内容

本发明所要解决的技术问题在于克服上述技术缺陷，提出一种新型脉冲高压电源的设计方法，通过将工作状态分为脉冲谐振和负载震荡的方式对电路的参数依次进行设计，克服传统设计方法不考虑负载震荡的问题，实现除尘器的高效运行。为了达到以上所诉目的，本发明采用如下设计方法：

新型带静电除尘用脉冲电源电路，其特征在于包括两个耦合电感L_DC、L_PS、谐振电感L、耦合电容C_couple、负载电容C_F)、负载电阻(R_F)、闸管开关及反并二极管SW、两个直流电源V_PS、V_DC。新型高压脉冲电源电路由直流侧直流电源(V_DC)供电及脉冲侧直流电源V_PS供电，两电源通过耦合电感L_DC、L_PS耦合，输出加载在耦合电容C_couple两端，第一耦合电感L_PS另一端连接谐振电感L，谐振电感L另一端与晶闸管及反并二极管SW正向连接，所述晶闸管及反并二极管SW的另一端与大地相，第二耦合电感L_DC另一端负载电容C_F相连，负载电容C_F另一端与大地相连，负载电阻R_F与负载电容并联。

当所有开关器件都关闭时，由DC侧直流电源V_DC通过第二耦合电感L_DC，给负载电容C_F、负载电阻R_F供电，电压为直流负极性高电压V_DC。

晶闸管及反并二极管SW开通后，负载电容C_F与谐振电感L、晶闸管开关及反并二极管SCR1构成谐振网络，在负载电容C_F产生负极性脉冲高压，谐振完成，二极管过零自动关断，谐振完成。将谐振过程称之为脉冲谐振状态，将谐振完成后到下一次脉冲前的状态称之为负载震荡状态。

本设计方法将电源电路的工作模式分为脉冲谐振与负载震荡。将脉冲电源电路的耦合电感进行解耦合，形成耦合电感M，脉冲侧漏感L_σ1和直流侧漏感L_σ2。负载电容C_F为除尘器腔体的极板间电容为已知，针对特定粉尘进行静电除尘，负载电阻R_F也为已知。耦合电容C_couple为负载电容C_F的10倍，即C_couple＝10C_F。直流侧电源V_DC电压为V_DC为已知，脉冲侧电源V_PS电压V_PS为已知，谐振周期T为已知，利用式T＝2π/ω，可以求得谐振角频率ω，由L＝1/ω²C_F，可以求得谐振电感L的值

在脉冲谐振阶段：忽略耦合电感，对谐振腔体进行微分方程求解，可以得到负载电容电压V_Cf、耦合电容电压V_C及谐振电流i₁在脉冲谐振阶段的时间函数，依次为：

其中A1、A2、A3为方程10(R_FC_F)x³+10x²+11ω²(R_FC_F)x+ω²＝0的三个解。

由V_Cf(t)、V_C(t)及i₁(t)可以求得在脉冲谐振期间，负载电压及负载电流的最值，及耦合电容的电压应力，进而调整谐振角频率ω及选取电路电容及闸管开关及反并二极管SW等器件。

在负载震荡阶段：将耦合电感考虑负载震荡中。首先针对脉冲谐振阶段，考虑耦合电感简历微分方程组求得各变量在脉冲谐振阶段的终值V_Cf(T)、V_C(T)、i₁(T)及第一耦合电感电流i₂(T)、及第二耦合电感电流i₃(T)。断开谐振电感支路，重新建立微分方程组，将脉冲谐振阶段各变量的终值作为负载震荡阶段的初始值带入求解，并采用拉普拉斯变换可得负载电压算式：

其中L_PS＝L_DC＝L_CP，M＝kL_CP，L_σ1＝L_σ2＝(1-k)L_CP。利用拉普拉斯反变换，负载电压表达式为：

其中：

P₁＝V_DC-V_Cf(T₁)P₂＝(i₂(T)+i₃(T))·M

利用V_Cf(t)作图可以得到负载电压V_Cf与时间t及耦合电感值L_CP之间的关系曲面，由图根据负载震荡超调的系统设计规范，得到理想的L_CP设计值。

与现有技术相比，本发明具有如下的优点和技术效果：

1、将静电除尘用脉冲电源电路的工作模态分为脉冲谐振状态和负载震荡状态。

2、针对两种不同的状态分别采用建立微分方程求解的方式建立数学模型，区别于以往的固定谐振角频率的方式，建立微分方程更加精确。

3、在脉冲谐振的数学模型中，通过拉普拉斯变换及反变换的方法求得负载电容电压、耦合电容电压及负载电流的时间函数表达式，通过表达式可以求得相关参数最值，及耦合电容的电压应力，进而调整谐振角频率ω及选取电路电容及闸管开关及反并二极管SW等器件。

4、在震荡状态的数学模型中，通过将耦合电感带入模型的方法，利用复频域计算及变换求得负载电容电压的时间函数，并采用做三维曲面图的方法，在符合设计要求的范围内，求得耦合电感的最优值。

附图说明

图1本发明电除尘用脉冲电源电路示意图；

图2本发明电除尘用脉冲电源电路的谐振脉冲阶段的去耦合示意图；

图3本发明电除尘用脉冲电源电路的负载震荡阶段的去耦合示意图；

图4本发明电除尘用脉冲电源电路的负载电压波形图；

图5本发明电除尘用脉冲电源电路的负载震荡阶段的拉普拉斯变换电路图；

图6本发明电除尘用脉冲电源电路的负载震荡阶段的典型负载电压曲面图。

具体实施方式

以下结合实施例及附图对本发明作进一步详细的描述说明，但本发明的实施方式不限于此。需指出的是，以下若有未特别详细说明之过程或参数，均是本领域技术人员可参照现有技术实现的。

如图1所示，电除尘用脉冲电源电路示意图，其特征在于包括两个耦合电感L_DC、L_PS、谐振电感L、耦合电容C_couple、负载电容C_F、负载电阻R_F、闸管开关及反并二极管SW、两个直流电源V_PS、V_DC。新型高压脉冲电源电路由直流侧直流电源V_DC供电及脉冲侧直流电源V_PS供电，两电源通过耦合电感L_DC、L_PS耦合，输出加载在耦合电容C_couple两端，第一耦合电感L_PS另一端连接谐振电感L，谐振电感L另一端与晶闸管及反并二极管SW连接，另一端与大地相，第二耦合电感L_DC另一端负载电容C_F相连，负载电容C_F另一端与大地相连，负载电阻R_F与负载电容并联。

当所有开关器件都关闭时，由DC侧直流电源V_DC通过第二耦合电感L_DC，给负载电容C_F、负载电阻R_F供电，电压为直流负极性高电压V_DC。

晶闸管及反并二极管SW开通后，负载电容C_F与谐振电感L、晶闸管开关及反并二极管SW构成谐振网络，在负载电容C_F产生负极性脉冲高压，谐振完成，二极管过零自动关断，谐振完成，该过程如图2新型电除尘用脉冲电源电路的谐振脉冲阶段的去耦合示意图。

谐振过程称之后为所有开关器件都关闭的状态，将谐振完成后到下一次脉冲前的状态称之为负载震荡状态。该过程如图3型电除尘用脉冲电源电路的负载震荡阶段的去耦合示意图。负载震荡阶段为耦合电感M，脉冲侧漏感L_σ1和直流侧漏感L_σ2及耦合电容C_couple与负载电容C_F的五元素谐振，因此需要用微分方程配合拉普拉斯变换求解。

脉冲谐振阶段及负载震荡阶段的负载电压波形图如图4所示

在脉冲谐振阶段：忽略耦合电感，对谐振腔体进行微分方程求解，可以得到负载电容电压V_Cf、耦合电容电压V_C及谐振电流i₁在脉冲谐振阶段的时间函数，依次为：

其中A1、A2、A3为方程10(R_FC_F)x³+10x²+11ω²(R_FC_F)x+ω²＝0的三个解。

由V_Cf(t)、V_C(t)及i₁(t)可以求得在脉冲谐振期间，负载电压及负载电流的最值，及耦合电容的电压应力，进而调整谐振角频率ω及选取电路电容及闸管开关及反并二极管SW等器件。

在负载震荡阶段：由于震荡状态需要考虑到谐振脉冲状态的储能元器件的电压电流终值，因此将耦合电感考虑负载震荡中。首先针对脉冲谐振阶段，考虑耦合电感简历微分方程组求得各变量在脉冲谐振阶段的终值V_Cf(T)、V_C(T)、i₁(T)及第一耦合电感电流i₂(T)、及第二耦合电感电流i₃(T)。计算方法为构建微分方程：

其中初始值为：

V_CF(t₀)＝-V_DC

V_C(t₀)＝V_PS+V_DC

i₂(t₀)＝0

i₁(t₀)＝0

通过解微分方程组可以得到V_Cf(T)、V_C(T)、i₁(T)、i₂(T)、i₃(T)等值。

其中，C_f为负载电容，R_f为负载电阻。为变量在时域的表达式表达，与复频域中表达式不同，但相互不冲突。

断开谐振电感支路，重新建立微分方程组，将脉冲谐振阶段各变量的终值作为负载震荡阶段的初始值带入求解，可以通过拉普拉斯变换电路的方式进行求解，负载震荡阶段的拉普拉斯变换电路示意图如图5所示，由图5求得各部分激励对负载电压的传递函数为：

负载电压差对负载电压的激励函数：

耦合电容电压差对负载电压的激励函数：

耦合电感M的电流变换对负载电压的激励函数：

脉冲侧漏感L_σ1电流对负载电压的激励函数：

直流侧漏感L_σ2电流对负载电压的激励函数：

各部分的激励，依次为：

(V_DC-V_Cf(T)/s，(V_DC+V_PS-V_Cf(T)/s，M(i₂(T)+(V_DC/R_F)-i₃(T))，L_σ1i₂(T)及L_σ2((V_DC/R_F)-i₃(T))

各部分的激励函数乘上相对应的激励，合成为负载电压在负载震荡阶段的复频域表达式。为：

其中C为耦合电容，R_f为负载电阻，C_f为负载电容，L_CP为耦合电感，k为耦合电感的耦合系数，为变量在复频域的表达式表达，与时域中表达式不同，但相互不冲突。

其中L_PS＝L_DC＝L_CP，M＝kL_CP，L_σ1＝L_σ2＝(1-k)L_CP。利用拉普拉斯反变换，可以求得在负载震荡阶段负载电压表达式为：

其中：

P₁＝V_DC-V_Cf(T₁)P₂＝(i₂(T)+i₃(T))·M

利用V_Cf(t)作图可以得到负载电压V_Cf与时间t及耦合电感值L_CP之间的关系曲面，由图根据负载震荡超调的系统设计规范，得到理想的L_CP设计值。

典型的三维曲面图如图6所示，在负载电压曲面中，V_CfN表示已经标幺化后的负载电压值，t表示时间，由图中可以看出，在耦合电感L_CP大于300mH，可以使得负载电压在负载震荡极端的超调小于20％，在耦合电感L_CP大于800mH，可以使得负载电压在负载震荡极端的超调小于10％，设计者可将参数带入到V_Cf(t)的表达式中，得到相应的负载电压曲面，进而根据系统设计的需要设计合适的耦合电感值。

本发明提出了一种新的静电除尘用脉冲电源电路的设计方法，将静电除尘用脉冲电源的工作模态分为脉冲谐振阶段及负载震荡阶段，脉冲谐振阶段的解析解决了器件选型及系统容量的问题，而负载震荡阶段的解析解决传统设计方法的不精确及设计参数设计不合理造成的负载电压拖尾及超调过大等问题，能够有效根据负载调整波形方案，提高电源稳定性，大大提高除尘效率。

该设计方法为广大静电除尘业从业者提供了新的静电除尘脉冲高压电源的设计方法，为静电除尘用脉冲高压电源的推广及应用提供理论设计基础。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下还可以做出若干改进，这些改进也应视为本发明的保护范围。

Claims (5)

1.静电除尘用脉冲电源电路，其特征在于，包括两个耦合电感L_DC、L_PS、谐振电感L、耦合电容C_couple、负载电容C_F、负载电阻R_F、闸管开关及反并二极管SW、两个直流电源V_PS、V_DC；所述脉冲电源电路直流侧直流电源V_DC供电及脉冲侧直流电源V_PS供电，两电源通过耦合电感Ldc、Lps耦合，输出加载在耦合电容C_couple两端，第一耦合电感Lps另一端连接谐振电感L，所述谐振电感L另一端与晶闸管及反并二极管SW正向连接，所述晶闸管及反并二极管SW的另一端与大地相；第二耦合电感Ldc另一端负载电容C_F相连，所述负载电容C_F另一端与大地相连，负载电阻R_F与负载电容并联。

2.根据权利要求2所述的静电除尘用脉冲电源电路设计方法，其特征在于，包括以下步骤：

1)将脉冲电源电路的工作分为两个过程：脉冲谐振和负载震荡；

2)将脉冲电源电路的耦合电感进行解耦合，形成耦合电感M，脉冲侧漏感L_σ1和直流侧漏感L_σ2；

3)针对特定粉尘进行静电除尘，设定电路中各元器件的参数值；

4)在脉冲谐振阶段，忽略耦合电感，对谐振腔体进行微分方程求解，得到负载电容电压V_Cf、耦合电容电压V_C及谐振电流i₁在脉冲谐振阶段的时间函数；

5)在负载震荡阶段，将耦合电感考虑负载震荡中，首先针对脉冲谐振阶段，考虑耦合电感建立微分方程组求得各变量在脉冲谐振阶段的终值V_Cf(T)、V_C(T)、i₁(T)及第一耦合电感电流i₂(T)、及第二耦合电感电流i₃(T)。

3.根据权利要求2所述的静电除尘用脉冲电源电路设计方法，其特征在于，所述步骤2具体为：

设定负载电容C_F为除尘器腔体的极板间电容为已知、负载电阻R_F也为已知；耦合电容C_couple为负载电容C_F的10倍，即C_couple＝10C_F；直流侧电源V_DC电压为V_DC为已知，脉冲侧电源V_PS电压V_PS为已知，谐振周期T为已知，利用式T＝2π/ω，可以求得谐振角频率ω，由L＝1/ω²C_F，求得谐振电感L的值。

4.根据权利要求2所述的静电除尘用脉冲电源电路设计方法，其特征在于，所述步骤4)具体为：

在脉冲谐振阶段：忽略耦合电感，对谐振腔体进行微分方程求解，得到负载电容电压V_Cf、耦合电容电压V_C及谐振电流i₁在脉冲谐振阶段的时间函数，依次为：

$V_{Cf}\left(t\right)=\frac{270V_{PS}{\mathrm{\ω}}^2{\left(R_F{C}_F\right)}^3(e^{tA2}A1-e^{tA3}A1-e^{tA1}A2+e^{tA3}A2+e^{tA1}A3-e^{tA2}A3)}{20+18{\mathrm{\ω}}^2{\left(R_F{C}_F\right)}^2-90{\mathrm{\ω}}^2{\left(R_F{C}_F\right)}^2}$

$V_C\left(t\right)=\frac{\begin{array}{c}270V_{PS}{\left(R_F{C}_F\right)}^2\left(e^{tA1}\right(A{1}^2-A1\left)\right(A2-A3\left)\right(R_F{C}_F)+(A2-A3\left){\mathrm{\ω}}^2\right(R_F{C}_F\left)\right)-\\ e^{tA2}\left(\right(A3-A1\left)\right(A2+A{2}^2\left(R_F{C}_F\right))+(A1-A3\left){\mathrm{\ω}}^2\right(R_F{C}_F\left)\right)+e^{tA3}\left(A1-A2\right)\left(A3+\left(A{3}^2+{\mathrm{\ω}}^2\right)\left(R_F{C}_F\right)\right))\end{array}}{20+18{\mathrm{\ω}}^2{\left(R_F{C}_F\right)}^2-90{\mathrm{\ω}}^2{\left(R_F{C}_F\right)}^2}$

$i_1\left(t\right)=\frac{\begin{array}{c}270V_{PS}{\left(R_F{C}_F\right)}^2{\mathrm{\ω}}^2{C}_F(e^{tA1}\left(1+A1\left(R_F{C}_F\right)\right)\left(A2-A3\right)+e^{tA2}\left(A1-A3\right)\left(1+A2\left(R_F{C}_F\right)\right)+\\ e^{tA3}(A2-A1)(1+A3(R_F{C}_F\left)\right)\end{array}}{20+18{\mathrm{\ω}}^2{\left(R_F{C}_F\right)}^2-90{\mathrm{\ω}}^2{\left(R_F{C}_F\right)}^2}$

其中A1、A2、A3为方程10(R_FC_F)x³+10x²+11ω²(R_FC_F)x+ω²＝0的三个解；

由V_Cf(t)、V_C(t)及i₁(t)求得在脉冲谐振期间，负载电压及负载电流的最值，及耦合电容的电压应力，进而调整谐振角频率ω及选取电路电容及闸管开关及反并二极管SW器件。

5.根据权利要求2所述的静电除尘用脉冲电源电路设计方法，其特征在于，所述步骤5)具体为：

5)在负载震荡阶段，断开谐振电感支路，重新建立微分方程组，将脉冲谐振阶段各变量的终值作为负载震荡阶段的初始值带入求解，并采用拉普拉斯变换可得负载电压算式：

$V_{Cf}\left(s\right)=\frac{\begin{array}{c}\left(R_F\right(V_{DC}-C_{couple}\left(-1+k^2\right)s^3\left(2I_2\left(T\right)-{\mathrm{sV}}_{Cf}\left(T\right)C_F\right){L_{CP}}^2+{\mathrm{sL}}_{CP}\\ \left(I_2\left(T\right)+I_2\left(T\right)k-C_{couple}\left(-1+k\right)s\left(V_C\left(T\right)+V_{DC}\right)-{\mathrm{sV}}_{Cf}\left(T\right)C_F+C_{couple}\left(-1+k\right){\mathrm{sV}}_{PS}\right)\left)\right)\end{array}}{\left(s\right(-R_F+{\mathrm{sL}}_{CP}\left(-1+s\left(2C_{couple}\left(-1+k\right)-C_f\right)R_F+C_{couple}\left(-1+k^2\right)s^2{L}_{CP}\left(1+{\mathrm{sC}}_F{R}_F\right)\right)\left)\right)}$

其中L_PS＝L_DC＝L_CP，M＝kL_CP，L_σ1＝L_σ2＝(1-k)L_CP＝L_σ；利用拉普拉斯反变换可以到的负载电压表达式为：

$V_{Cf}\left(t\right)=P_1\·e^{-{\mathrm{\α}}_{1}t}\·cos\left({\mathrm{\ω}}_{2}t\right)-\frac{P_1\·{\mathrm{\α}}_1}{{\mathrm{\ω}}_1}\·\sin \left({\mathrm{\ω}}_{2}t\right)e^{-{\mathrm{\α}}_{1}t}+\frac{P_2}{C_f{L}_{cp}{\mathrm{\ω}}_2}\·\sin \left({\mathrm{\ω}}_{3}t\right)e^{-{\mathrm{\α}}_{1}t}+\frac{P_3}{C_f{\mathrm{M\ω}}_3}\·sin\left({\mathrm{\ω}}_{4}t\right)e^{-{\mathrm{\α}}_{1}t}$

其中：

$\begin{array}{ccc}{\mathrm{\ω}}_2=\sqrt{\frac{2}{C_f(2M+L_{\mathrm{\σ}})}-\frac{1}{4{\left(R_f{C}_f\right)}^2}}& {\mathrm{\ω}}_3=\sqrt{\frac{1}{C_f(M+L_{\mathrm{\σ}})}-\frac{1}{4{\left(R_f{C}_f\right)}^2}}& {\mathrm{\ω}}_4=\sqrt{\frac{1}{C_{f}M}-\frac{1}{4R_f{C_f}^2}}\end{array}$

$\begin{array}{cccc}{\mathrm{\α}}_1=\frac{1}{2R_f{C}_f}& P_1=V_{DC}-V_{Cf}\left(T_1\right)& P_2=\left(i_2\right(T)+i_3(T\left)\right)\·M& P_3=\left(i_3\right(T)-\frac{V_{dc}}{R_f})\·L_{\mathrm{\σ}}\end{array}$

利用V_Cf(t)作图得到负载电压V_Cf与时间t及耦合电感值L_CP之间的关系曲面，由图根据负载震荡超调的系统设计规范，得到理想的L_CP设计值。