CN106887661A - 基于集总参数电感加载的慢波基片集成波导 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于集总参数电感加载的慢波基片集成波导，包括介质基板，所述介质基板的上下两个面为金属层且两侧设置有金属化通孔，所述介质基板上表面的金属层上设置有孔结构，所述孔结构内设置有连接金属层的电感网络，其在基片集成波导的一金属面上加载电感的方式得到一种人造材料，将此材料作为SIW的基片，产生慢波效应，同时有效降低了尺寸，实现了在工作带宽内满足截止频率、插入损耗等要求时，显著降低基片集成波导尺寸的效果；且通过调节电感值，可有效的调节相速度和本征阻抗，为SIW设计带来新的自由度。

Description

基于集总参数电感加载的慢波基片集成波导

技术领域

本发明涉及基片集成波导领域，具体涉及一种基于集总参数电感加载的慢波基片集成波导。

背景技术

基片集成波导即Substrate Integrated Waveguide，简称SIW。基片集成波导技术，是指通过在上下底面为金属面的低损耗介质基片两侧，利用PCB工艺加工出金属化通孔阵列来实现的一种导波结构，金属面一般为敷铜。SIW可以等效于传统的介质填充波导。介质基片的上下底面可以看作是传统金属矩形波导的上下宽边；当两相邻金属化通孔之间的距离S小于传导波长的五分之一且S＜4d时，d为通孔直径，可以忽略孔间辐射损耗，类似于传统金属矩形波导的宽边。在理想情况下，电磁波被完全束缚于上下金属层和两侧金属化通孔之间的介质中传播，其传输特性也与金属矩形波导非常相似，传播主模为TE₁₀模。

基片集成波导技术的概念起源于上世纪末。1994年，日本学者F.Shigeki提出了一种称为“波导线”的结构，可以看作是SIW概念的萌芽。1995年，K.A.Zaki等在低温共烧陶瓷(Low Temperature Co-fired Ceramic,LTCC)上利用金属化通孔实现了滤波器。当时虽然没有提出SIW的概念，但其形式与现在使用的SIW结构一样。1998年，Hirokawa和Uchimura分别提出了一种由两排金属化通孔阵列形成的结构，该结构可以用来实现介质填充矩形波导的功能。在此基础上，从2000年开始，加拿大蒙特利尔大学的吴柯教授系统阐述了平面与非平面电路之间的集成问题，分析了未来发展趋势，并提出了基片集成波导的概念。其后，吴柯教授与东南大学洪伟教授及其科研团队对基片集成波导的性质进行了详细的研究并设计出一系列基于基片集成波导的微波元器件。基片集成波导可以非常容易地与平面结构相结合，这为基片集成电路的研究开辟了新的领域。并且，通过与LTCC和微机械加工技术的结合，可使得集成度更高。

SIW既很好地保持了传统金属波导的优点：高Q值和高功率容量，又易于与各种平面结构如微带线、共面波导等集成。基片集成波导已广泛地运用于微波毫米波电路系统及微波元器件的设计，如微波滤波器、天线、定向耦合器、功分器、移相器、功率合成器等。

然而，传统基片集成波导仍然存在以下几个方面的问题：

一、受固有尺寸的限制，SIW在更低频率下紧凑性仍然无法满足当今微波毫米波器件小型化的需求。与矩形波导类似，在较低射频频段内，SIW结构的缺点是紧凑性和工作带宽。因此，如何做到SIW有效小型化而不丧失良好的传导特性成为SIW在较低频段内广泛应用的瓶颈。

二、由于SIW结构单一，其传播相速度等传导特性仅与基片材料和SIW等效宽度相关。一旦基片选材和波导尺寸受限，其传导特性就不能二次调节，设计自由度较低。因此寻求一种既保留了传统SIW天生优势，又能带来新的设计自由度的改进型SIW结构成为SIW的重要研究发展方向。

三、传统SIW的本征阻抗同样受限于固有的基片电参数和波导尺寸，缺乏可独立调节的自由度，因此匹配问题一直难以通过通用的手段解决。同样，寻求一种可以自由调节本征阻抗的新型SIW成为科学研究和工程应用的新热点。

发明内容

本发明为了解决上述技术问题提供一种基于集总参数电感加载的慢波基片集成波导。

本发明通过下述技术方案实现：

基于集总参数电感加载的慢波基片集成波导，包括介质基板，所述介质基板的上下两个面为金属层且两侧设置有金属化通孔，所述介质基板上表面的金属层上设置有孔结构，所述孔结构内设置有连接金属层的电感网络，电感网络构成加载电感，使介质基板上表面金属层整体达到电气连接。介质基板的上表面为电感加载平面，下表面为非加载平面。该结构的基片集成波导，通过加载电感的方式，得到一种人造材料，将此材料作为SIW的基片，产生慢波效应，同时有效降低了尺寸，实现了在工作带宽内满足截止频率、插入损耗等要求时，显著降低基片集成波导尺寸的效果。通过调节电感值，可有效的调节相速度，为SIW设计带来新的自由度。且在SIW上表面金属层加载阻抗的方法，能够有效地改变SIW的本征阻抗，可以作为一种在不改变结构的基础上人为影响SIW本征阻抗的新手段。利用本方案的结构，可以降低SIW的截止频率，在相同结构尺寸情况下，不仅可以工作在传统SIW的频段，由于截止频率的降低，也可以工作在更低的频段内，相当于变相拓宽了工作带宽。

作为优选，为了增强其慢波效应，所述电感网络包括多排横向电感网络和/或多排纵向电感网络，每排横向电感网络和每排纵向电感网络均包含多个电感，每排横向电感网络的两个相邻电感之间、每排纵向电感网络的两个相连电感之间通过微带节点连接。微带节点主要起到连接相邻电感和导通电流提供焊盘的作用，另外还起到分隔横纵向加载影响的作用；采用十字形微带节点既兼顾了横向纵向加载量的分离，相比于其他结构的微带节点又不至于占用太多空间导致有效加载面积降低。由于集总参数元件的电感效应，通过合理大小的十字形微带节点将其相互连接，才能使整个加载网络的横向电感加载量和纵向电感加载量均处于可调谐的情况。

进一步的，所述电感为集总参数贴片电感。集总参数贴片电感即电感满足d<<λ条件，其中d为元件尺寸，λ为工作信号波长。采用集总参数元器件，作为一种慢波加载手段的研究思路。集总参数电感器件，购买和选型都比较方便，其电感值也是量化的且调整幅度比较大，在本申请中讨论其不同电感值加载对慢波情况的影响时更为直观。

进一步的，所述微带节点包括横向连接层和与横向连接层相交的纵向连接层。采用该结构的微带节点，当同时设置多排横向电感网络和多排纵向电感网络时，微带节点的四个端口既可对每排横向电感网络的电感起连接作用，也可对每排纵向电感网络的电感起连接作用。且采用该结构的微带节点，减小了微带节点即微带线的电阻。采用十字形微带节点既兼顾了横向纵向加载量的分离，相比于其他结构的微带节点又不至于占用太多空间导致有效加载面积降低。圆形方形金属片或者不相垂直的十字形或者其他形状均可，但效果不如十字形。

进一步的，当仅设置多排横向电感网络或多排纵向电感网络时，所述微带节点为一字形，所述电感连接在相连两个微带节点的端口之间和微带节点的端口和金属层之间。

进一步的，所述微带节点上连接有接地电容。

作为优选，所述金属层的厚度为35μm。

本发明与现有技术相比，至少具有如下的优点和有益效果：

1、本发明通过在基片集成波导的一金属面上加载电感的方式得到一种人造材料，将此材料作为SIW的基片，等效于增大了介质的磁导率，产生慢波效应，实现了在工作带宽内满足截止频率、插入损耗等要求时，显著降低基片集成波导尺寸的效果。

2、本发明提出了一种张量型基片集成波导的设计方法，通过横向和纵向加载不同电感值元件，能够实现对介质材料等效介电常数张量和等效磁导率张量各分量的分离调控，从而获得分别控制导波相速度和导波截止频率的效果。

3、本发明提出的基于集总参数电感加载的理论分析模型和理论计算方法，为构建各向异性人造材料的探索提出了新的理论依据和实现方法。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明实施例的进一步理解，构成本申请的一部分，并不构成对本发明实施例的限定。在附图中：

图1为本发明结构示意图。

图2是图1的尺寸标示图。

图3是基于传输线的等效电路模型。

图4是图3中虚线框中电路等效图。

图5是图4忽略主传输微带线的等效电路模型。

附图中标记及对应的零部件名称：

1、介质基板，2、金属层，3、金属化通孔，4、电感，5、微带节点。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下面结合实施例和附图，对本发明作进一步的详细说明，本发明的示意性实施方式及其说明仅用于解释本发明，并不作为对本发明的限定。

实施例1

如图1所示的一种基于集总参数电感加载的慢波基片集成波导，包括介质基板1，介质基板1的上下两个面为金属层2且两侧设置有金属化通孔3，金属化通孔3连接上下两个面的金属层2，介质基板1上表面的金属层上设置有孔结构，所述孔结构内设置有连接上表面金属层的电感网络。

电感网络可采用N个分立的集总参数贴片电感元件实现，其中，N为大于等于1的正整数。当N为1时，直接置于孔结构中，电感元件的两端分别连接在孔结构边缘的金属层上。采用该结构的基片集成波导，其性能和阻抗、传播相速度的可调节度不佳。为了增强其性能和可调节度，N取较大值。

实施例2

如图1所示，上述电感网络包括多排横向电感网络和/或多排纵向电感网络，每排横向电感网络和每排纵向电感网络均包含多个电感4，每排横向电感网络的两个相邻电感4之间和每排纵向电感网络的两个相连电感4之间通过微带节点5连接，并在微带节点上连接有接地电容。

若仅设置多排横向电感网络或仅设置多排纵向电感网络，每排的横向电感网络的两个相邻电感之间、每排的纵向电感网络的两个相邻电感之间通过一字型微带节点5连接。附图中并未给出该结构的示例。

若同时设置多排横向电感网络和多排纵向电感网络，微带节点5包括横向连接层和与横向连接层相交的纵向连接层。横向连接层和纵向连接层之间可构成十字形结构、非标准十字形结构、不等长或不等宽臂结构、两臂非正交结构等等。图1给出的实例为十字形结构。

本申请提到的通过集总参数元器件在次波长量级的均匀加载，相当于宏观上影响了基片材料的相对磁导率。电感数量依据两条原则：1.一个节点的长度必须小于1/10的导波波长；2，必须在SIW表面均匀分布。

经实验研究，基于上述思想，发明人研发了一种在慢波效应、可调节度和小型化结构上均有良好效果的结构。详见下实施例。

实施例3

基于上述结构，金属层一般采用敷铜工艺，铜箔厚度均采用35μm。定义介质基板纵向为长边方向、横向为短边方向。上表面铜层采用标准印刷电路板工艺加工蚀刻成中空矩形与矩形内十字形微带节点阵列的组合，二者共同构成矩形加载区域。每个十字形微带节点的四个端口形成焊接电感的焊盘。中空矩形纵向两侧为梯形微带过渡结构，将矩形加载区域与输入输出端微带线连接；在横向两侧，通过PCB工艺加工金属化通孔阵列，金属化通孔连接介质基板的上下表面铜箔。集总参数贴片电感通过焊接，将所有相邻的十字形微带节点以及外部中空矩形铜层连接起来，使介质基板上表面金属整体达到电气连接。

对上述结构建立基于传输线的等效电路模型，如图3所示。x轴为横向驻波方向，z轴为行波方向。在图3中每个节点，微带线、与之相连接的集总电感、以及节点处对地的寄生电容三者共同构成了周期性等效电路元胞。在此结构中，当元胞的尺寸远小于SIW内传导波长时，元胞阵列可以被等效为一种性质相同的有效材料，材料的介电常数和磁导率可以由上面的周期性LC加载网络综合得到，如图4所示。下面以该实施例对本方案的传导特性调节进行说明。

为了分析等效电路，首先考虑忽略主传输微带线的等效电路模型，如图5。对应此分布式结构的2-D传输线方程可以表述为：

其中，下标x、y、z分别为图中的方位标识，即三维坐标方向；其中，V为电压，I为电流，Z为阻抗，Y为导纳，右下角标为某方向。

对于一个沿着y方向的平面极化波，E_y,H_x,H_z的关系可以表述为：

其中，E表示电场强度，H表示磁场强度，μ表示磁导率，ω表示电磁波角频率，ε表示介电常数。

在薄均匀介质中，对于TE₁₀模式，根据电位差的定义，可以将V_y映射到E_y；根据安培定律，可以将I_x和I_z分别映射到H_z和H_x。这样，方程(1.1)、(1.2)和(1.3)、(1.4)等价，得到有效材料参数：

jωμ_x＝Z_z,jωμ_z＝Z_x,jωε_y＝Y_y；

μ_x＝Z_z/jω,μ_z＝Z_x/jω,ε_y＝Y_y/jω；

考虑传输微带线影响，如图4所示，由于传输线的分布电容和分布电感，有效介质需要电压V和电流I按照有效介质的材料参数，恰当地映射到场量E和H。由介质的均匀性得到等效介质参数：

其中，a为每个节点的线长即半个电感+一个十字微带节点+半个电感的长度，其中下标e表示等效。μ_me和ε_me表示主传输线介质的固有材料参数，g表示传输线的特征阻抗与加载网络外部介质的固有阻抗的比值。对于一般的非磁性介质，μ_me等于真空磁导率μ₀。用g进行归一化后，参量μ_me和ε_me可进一步表示如下：

ε_me＝C_x·g,μ_me＝L_x/g；

其中，C_x为x方向单位长度电容，L_x为x方向单位长度电感。

当

Z_x(ω)＝jωL_x,Z_z(ω)＝jωL_z,Y_y(ω)＝jωC_y；

其中，L_z为z方向单位长度电感，L_x为x方向单位长度电感，C_y为y方向单位长度电容。

代入公式(1.5)，可得：

其中

其中，ε₀真空中介电常数；ε_eff指等效介电常数；h指介质基板厚度；w指SIW宽度；Z₀指材料特征阻抗；μ₀指真空中磁导率；ε_r指介质材料的相对介电常数；η_eff指介质有效特征阻抗；η₀指自由空间波阻抗。

基于上述推导，材料介电常数和磁导率张量可以综合为：

此处，μ_ex、μ_ey和μ_ez分别表示沿着x轴、y轴和z轴方向的有效磁导率。参数ε_r是材料的介电常数，ε_ey是沿着y轴方向的有效介电常数，ε_ex是沿着x轴方向的有效介电常数，ε_ez是沿着z轴方向的有效介电常数，ε_er为材料有效介电常数，μ_er为材料有效磁导率。

根据(1.7)式可知，所述慢波基片集成波导的x方向和z方向上磁导率不一致，从而导致慢波效应呈现各向异性的特性。TE₁₀模式下，沿着z轴的相位常数和波速可以表示为：

其中，(β_z)_m0指z方向相位常数；ω指电磁波角频率；k_c-m0指截止波数。

当取(β_z)_m0＝0时，得到截止频率f_c-m0表示为：

由(1.9)-(1.11)式可知，所述慢波SIW的截止频率与μ_ex无关。因此，由于调节L_z而引起的μ_ex变化与截止频率无关，仅会影响传导电磁波的相速度；而调节L_x会同时影响相速度与截止频率。L_x越大，截止频率就越低。

本实施例通过周期性加载电感的方式，产生慢波效应，同时有效降低了横向和纵向尺寸，实现了在工作带宽内满足截止频率、插入损耗等要求，显著降低基片集成波导尺寸的效果。且在不改变SIW结构的前提下，通过调整横向和纵向两个方向加载的集总参数电感值，能够独立且有效地控制SIW的截止频率和相速度，为SIW设计带来新的自由度。与传统的基片集成波导电路相比，因为各向异性的人造材料的电路结构，具有更低截止频率和相速度，在微波毫米波频段下同时具有更小的横向和纵向尺寸。且本基片集成波导，基于成熟的PCB制造技术和SMT工艺，体积小，易于制作和大批量生产。

下面以一具体实例进行说明。

实施例4

以一个基于该结构，TE₁₀模式下截止频率为3.5GHz，最大慢波因子SWF(c/v_p)不小于3的基片集成波导设计为例，具体说明相关内容。该慢波基片集成波导结构示意图如图1所示，具体尺寸示意图如图2所示。其中，L₁为相邻的十字形单元端口间距，L₂为十字形单元臂长，p为金属化通孔排列周期，d为金属化通孔直径，W_s为加载区域横向宽度，W_a为等效基片集成波导横向宽度，W为十字形单元臂宽，W_b为输入输出端口微带线宽度，W_t梯形微带过渡结构下底宽度，L_t为梯形微带过渡结构高度，L_c为金属化通孔阵列边缘孔中心与矩形加载区域边界的距离。设计步骤如下：

第一步，根据工程需要限定一些结构参数。本例中，选择厚度h为0.76mm、相对介电常数为2.94，并具有损耗较小，热稳定性好的有机陶瓷材料作为基片集成波导的基片板材。该板材在TE₁₀模式下，且满足截止频率3.5GHz时作为传统SIW宽度近似为25mm。因此，此结构宽度W_a应小于25mm。根据SIW理论，SIW横向两侧的金属化通孔阵列，通常要求相邻通孔间距不大于十分之一的传导波长，综合PCB金属化通孔加工精度考虑，本例选取p＝0.9mm，d＝0.6mm。由图2可知，加载区域横向宽度W_s与十字形单元臂长L₂、十字形单元臂宽W、相邻十字形单元端口间距L₁以及横向十字形单元个数m应满足以下关系：

m×L₂+(m+1)×L₁≤W_s≤m×L₂+(m+1)×L₁+(L₂-W)

考虑加载集总电感元件的实际尺寸长×宽×高为0.6×0.3×0.3mm的贴片型电感元件，L₁应小于贴片电感长度，W应大于贴片电感宽度。本例选取L₁＝0.5mm，W＝0.5mm。考虑m＝7的情况，将L₁、W代入上述关系式，选取L₂＝1.2mm，计算得到W_s取值在12.4mm至13.1mm之间。本例选取W_s＝13mm并令W_a＝14mm。

第二步，结合基于传输线模型的慢波SIW理论，当f_c＝3.5GHz时，取W_a＝14mm，h＝0.76mm时，有g＝0.396。通过电磁仿真软件Ansoft Q3D Extractor可以提取出寄生接地电容约为C_y＝72.0fF，从而求出ε_me＝1.54×10^-11F/m，ε_ey＝4.31×10^-11F/m；进而求出μ_ez＝2.42×10^-6H/m，进一步求出L_x＝0.78nF。根据相速度即慢波因子需求，即SWF_MAX＝3，计算得到μ_ex＝2.32×10^-6H/m，进一步求出L_z＝0.78nF。

第三步，在慢波SIW和输入输出端口50Ohm微带线之间设计梯形微带过渡结构以获得良好的回波损耗和较低的插入损耗情况。本例中，通过电磁仿真软件参数优化，确定设计输入输出端口微带线宽度W_b＝1.4mm、梯形微带过渡结构下底宽度W_t＝2.95mm、梯形微带过渡结构高度L_t＝4.4mm、金属化通孔阵列边缘孔中心与矩形加载区域边界距离L_c＝0.3mm。

第四步，通过电磁仿真软件进行整体参数优化，确定最佳设计参数值。投板进行PCB加工以及加工成品连接矢量网络分析仪进行测试。

以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.基于集总参数电感加载的慢波基片集成波导，包括介质基板(1)，所述介质基板(1)的上下两个面为金属层(2)且两侧设置有金属化通孔(3)，其特征在于：所述介质基板(1)上表面的金属层上设置有孔结构，所述孔结构内设置有连接金属层的电感网络。

2.根据权利要求1所述的基于集总参数电感加载的慢波基片集成波导，其特征在于：所述电感网络包括多排横向电感网络和/或多排纵向电感网络，每排横向电感网络和每排纵向电感网络均包含多个电感(4)，每排横向电感网络的两个相邻电感(4)之间、每排纵向电感网络的两个相连电感(4)之间通过微带节点(5)连接。

3.根据权利要求3所述的基于集总参数电感加载的慢波基片集成波导，其特征在于：所述电感(4)为集总参数贴片电感。

4.根据权利要求3所述的基于集总参数电感加载的慢波基片集成波导，其特征在于：所述微带节点(5)包括横向连接层和与横向连接层相交的纵向连接层。

5.根据权利要求3所述的基于集总参数电感加载的慢波基片集成波导，其特征在于：所述微带节点(5)为一字形。

6.根据权利要求3所述的基于集总参数电感加载的慢波基片集成波导，其特征在于：所述微带节点(5)上连接有接地电容。

7.根据权利要求1所述的基于集总参数电感加载的慢波基片集成波导，其特征在于：所述金属层(2)的厚度为35μm。