CN106879108B - 一种用于发光二极管的驱动器 - Google Patents

Abstract

本发明提出了一种新的驱动器结构,其中将用于功率因数校正的升降压式变换器与反激式变换器结合形成驱动电路，并且借助新的由LED电流检测电路和脉宽调节控制器形成的控制电路，相比于现有技术，显著减小了驱动器部件数量、成本及尺寸，同时可以实现高的功率因数和能量利用效率。

Description

一种用于发光二极管的驱动器

技术领域

本发明涉及发光二极管技术，具体涉及用于发光二极管的驱动器结构。

背景技术

近年来，由于工艺和技术上的改进，高亮度发光二极管的照明效率不断得到提高。相比于其他传统的光源，例如荧光灯、冷阴极荧光灯、放电灯等，发光二极管具有超长使用寿命、低直流驱动电压和不含汞等优点。

由于发光二极管只能通过直流电压驱动，因此在获取电能时通常需要进行交流-直流转换。在用于发光二极管的交流-直流驱动器中，开关转换器是最常见的解决方案之一。传统的交流-直流发光二极管驱动器在功率因数(PF)和总谐波失真系数(THD)方面具有较差的性能。为了符合有关电流谐波方面的规定和改善功率因数，通常需要在其中增设一个功率因数校正(PFC)模块。然而，这种两级方案通常更为昂贵，需要更大的模块尺寸和更为复杂的控制。为了改善上述问题并且降低成本和尺寸，目前已经发展出单级的交流-直流发光二极管驱动电路。

另一方面，出于安全方面的考虑，隔离式的交流-直流转换器相比于其他发光二极管驱动电路更受欢迎。为了精确调节驱动电路的输出电流，在应用隔离变压器时通常会采用副边控制方案。相比于副边调节(SSR)，原边调节(PSR)方案不仅能够提高电路的效率，而且还能够减小尺寸和成本。现有技术中，绝大多数都是通过直接检测原边电流信息来计算输出电流的。然而，在直接检测原边电流信息的情况下，原边电流的噪声会影响输出电流的精度。

图1和图2分别示出了现有技术的利用SSR和PSR方案的单级交流-直流发光二极管驱动电路。然而，PSR方案总是需要原边电流信息来实现反馈控制。为了获取原边电流信息，常见的方法是在功率开关下级联检测电阻器。

在传统的方案中，诸如升压变换器(boost converter)或者反激式变换器(flyback converter)中，功率开关通常携带有单路电流信息；在单级交流-直流变换器中，功率开关可以承载多路电流信息。然而，这种不纯的开关电流信息会使得控制器的设计变得更为复杂。

发明内容

为了避免现有技术的上述问题，本发明提出了一种新的恒流驱动器结构。其中，将用于功率因数校正的升降压式变换器与反激式变换器结合形成驱动电路，并且借助新的由LED电流检测电路和脉宽调节控制器形成的控制电路，相比于现有技术，显著减小了驱动器部件数量、成本及尺寸，同时可以实现高的功率因数和能量利用效率。

根据本发明的一种用于发光二极管的驱动器可以包括驱动电路和控制电路。其中，驱动电路包括用于对外部交流功率信号进行滤波的滤波电路，以及用于将所述滤波电路输出的交流信号整流为直流信号的整流电路。

根据本发明，驱动电路还可以包括输入电容器C₁、升降压式变换器和反激式变换器。其中，升降压式变换器和反激式变换器可以工作在非连续导电模式下，且整流电路可以分别连接升降压式变换器和输入电容器，以分别向其提供整流信号。

根据本发明，升降压式变换器可以包括续流二极管D_R、电感器L₁、直流链电容器C_DC和功率开关Q₁，用于提供功率因数校正功能以便改善功率因数，以及提供稳定的直流链电压V_DC。

根据本发明，反激式变换器可以包括功率开关Q₁、直流链电容器C_DC、变压器T₁、二极管D_o和输出电容器C_o，用于将存储于直流链电容器C_DC上的能量转移至负载，以及调节输出电流。

根据本发明，可以在变压器T₁的原边电流路径上设置电阻器R_CS，以便提供电流检测信号U_cs。

根据本发明，功率开关Q₁的开启和关闭可以由控制电路输出的功率开关信号进行控制。

根据本发明，续流二极管D_R和输入电容器C₁被设置用于形成变压器T₁的漏感能量的循环路径，使得能够循环利用漏感能量，减缓电压尖峰现象。

根据本发明，驱动器提供的负载输出电流，其中，i_LP,peak为变压器T₁的原边峰值电流，N_p和N_s分别为变压器T₁的原边和副边的匝数，D_DSC为反激式变换器的放电占空比。

根据本发明，功率开关Q₁的关闭时间应当被设置成大于，其中，L_lk为所述变压器T₁的漏感，C₁为所述输入电容器C₁的电容值，以便使得漏感能量能够完全地被循环利用。

根据本发明，控制电路可以包括负载电流检测电路和脉宽调节控制器。其中，负载电流检测电路可以包括原边峰值电流采样器和放电时间探测器。脉宽调节控制器可以包括补偿器、误差放大器、比较器、振荡器、RS触发器及门驱动器。

根据本发明，放电时间探测器可以被设置成连接有关变压器T₁的辅助绕组以对电压V_AUX进行采样，并且可以包括RS触发器、两个单稳态触发器及比较器,用以根据电压V_AUX的突然下降来获取放电时间信息。

根据本发明，在放电时间探测器中，比较器接收与辅助绕组电压V_AUX相关的信号，并经两个单稳态触发器中的一个向RS触发器提供重置信号。脉宽调制控制器输出开关信号V_sw以经由两个单稳态触发器中的另一个向RS触发器提供设置信号，RS触发器将输出两个信号DSC和，以提供有关放电时间的信息。

根据本发明，在脉宽调节控制器中，可以在补偿器与误差放大器之间形成级联连接。补偿器的输入端可以经开关S₃与电容器C₂的串联电路接地，同时还经开关S₄接地，其中开关S₃和S₄分别由信号DSC和控制。振荡器与RS触发器的S端口相连以向其提供设置信号。比较器的一个输入端接收来自误差放大器的输出信号，另一输入端经电阻器R₆接收来自驱动电路的电流检测信号U_cs，并且输出信号以向RS触发器的R端口提供重置信号。

根据本发明，原边峰值电流采样器由开关S₂和电容器C₂构成，其中电容器C₂一端接地，另一端经由开关S₂与误差放大器的输出端连接。开关S₂由开关信号V_sw控制。

根据本发明，在脉宽调节控制器中，根据误差放大器的输出信号与电流检测信号U_cs之间的比较结果，RS触发器和门驱动器分别输出开关信号V_sw和功率开关信号，用于对开关及所述功率开关Q₁进行开关控制，从而提供反馈控制。

附图说明

附图用于提供对本发明的进一步理解，并结合下面的具体实施方式对本发明的实施例进行解释，用于说明本发明的原理。其中，

图1示出了现有技术的采用副边控制的交流-直流LED驱动电路；

图2示出了现有技术的采用原边控制的交流-直流LED驱动电路；

图3示意性地示出了根据本发明的驱动器结构的驱动电路的原理图；以及

图4示意性地示出了根据本发明的驱动器结构的控制电路的原理图。

具体实施方式

在下文中，本发明的示例性实施例将参照附图来详细描述。下面的实施例以举例的方式提供，以便充分传达本发明的精神给本发明所属领域的技术人员。因此，本发明不限于本文公开的实施例。

本发明的LED驱动器结构可以包括驱动电路和控制电路。图3示出了根据本发明的驱动器结构的驱动电路。如图所示，驱动电路可以包括滤波电路、整流电路、输入电容器C₁、升降压式变换器(buck-boost converter)和反激式变换器。其中，滤波电路可以由电感器L_f和电容器C_f构成，用于对输入的外部交流功率信号进行滤波，并且可以充当EMI过滤器。整流电路可以由四个二极管构成，用于将滤波电路输出的交流信号整流为直流信号。整流电路可以与升降压式变换器相连，同时还与输入电容器C₁相连接。升降压式变换器可以包括续流二极管D_R、电感器L₁、直流链电容器C_DC和功率开关Q₁，用于提供功率因数校正功能以便改善功率因数，同时还可以被用于将时变的整流线电压转变为稳定的直流链电压V_DC。反激式变换器可以包括功率开关Q₁、直流链电容器C_DC、变压器T₁、二极管D_o和输出电容器C_o，其可以被用作直流-直流变换器，以便将存储于电容C_DC上的能量转移至待驱动的负载(例如LED)，同时还可以将输出电流调节至期望值。

在根据本发明的驱动电路中，升降压式变换器与反激式变换器形成级联，并且共用单个功率开关Q₁，其中功率开关Q₁由控制电路输出的功率开关信号V_gs控制开关。借助这种配置方式，可以提供高的功率因数和良好的输出调节功能。此外，续流二极管D_R的设置使得本发明的驱动电路可以循环利用来自变压器T₁的漏感能量，由此可以减缓功率开关Q₁上的电压尖峰。输入电容C₁可以被设置成收集该漏感能量，且有利于改善来自外部的电磁干扰(EMI)，从而使得可以利用较小的EMI过滤器(电感器L_f和电容器C_f)来消除输入线路中的高频电流谐波。具体而言，输入电容C₁可以设置成足够小，以使得整流电路输出的整流电压V_rec可以提供纯粹的整流正弦电压源。电容C_DC可以设置成足够大，以使得其两端电压V_DC可以被视为直流电压源。升降压变换器和反激式变换器可以工作在非连续导电模式(DCM)下，以便提供高的功率因数。

下面将详细说明根据本发明的驱动电路的工作原理及过程。

过程1：当功率开关Q₁被接通时，整流电压V_rec施加在电感器L₁上，直流链电压V_DC作用在原边电感器L_p上。此时，电感器电流i_L1和原边电感器电流i_LP由功率开关Q1承载，其中，这两个电流i_L1和i_Lp从零开始线性变大，且上升斜率分别与电压V_rec和V_DC成正比。电流i_L1和i_Lp持续变大，直至功率开关Q₁关闭，此时则意味着过程2的开始。如图3中所示，电流i_LP的路径上还可以设置有电阻器R_cs，用于输出一个电流检测信号U_cs，其中U_cs＝i_LP*R_cs。

过程2：由于变压器T₁在实际操作中并非是理想的，因此其中的部分能量会存储在变压器T₁的漏感L_Lk中。为了提高效率和防止变压器发生饱和，在本发明的驱动电路中，提供了用于循环利用漏感L_Lk上能量的路径。在该过程中，漏感电流i_LLk流经二极管D_R，从而将漏感能量转移到输入电容器C₁上。根据LC原理可知，在本发明的电路结构中，漏感能量完全转移到输入电容C₁上所需的时间为。因此，在本发明的驱动电路中，功率开关Q₁的关闭时间可以设置成大于Tr。

在传统的反激式变换器中，由于漏感L_Lk与功率开关的漏极-源极寄生电容之间存在的共振作用，会出现电压尖峰现象。在本发明的驱动电路中，由于能量循环结构的存在，可以有效缓解功率开关Q₁上的电压尖峰现象。

在开关功率Q₁关闭时，二极管D_R接通且承载电流i_L1和i_LLk，其中电流i_L1和i_LLk将独立下降至零。在此期间，电感器L₁上存储的能量被放电至电容器C_DC，电压V_DC相应地变大；同时，漏感能量被循环至电容器C₁。之前存储于变压器芯体中的能量将被传递至副边，相应地输出电压将被施加在副边电感器L_s上，副边电感器电流i_Ls从其峰值点开始线性下降。借助电流i_Ls传递的能量不仅对输出电容器C_o进行充电，同时提供电流以用于负载，诸如点亮LED。

过程3：电流i_L1和i_Ls继续减小，其中电流i_Ls的下降斜率取决于副边电感器电流L_s、原边电感器电流i_Lp和输出电压V_Led。电流i_L1的上升斜率和峰值在恒定占空比下与电压V_rec成正比。

借助本发明的驱动电路，可以通过优化电路参数值来实现漏感能量的循环利用，从而保证高的效率；提供高的功率因数和输出调节功能，例如，对于通用的输入线电压，可以实现高于0.95的功率因数和小于16％的总谐波失真系数(THD)；借助能量循环过程，可以实现高达90％的最大效率。

图4示出了根据本发明的驱动器结构的控制电路。如图所示，该控制电路可以包括负载电流检测电路和脉宽调节控制器。

在本发明中，负载LED的输出电流，其中，i_LP,peak为变压器原边峰值电流，N_p和N_s分别为变压器原边和副边的匝数，D_DSC为反激式变换器的放电占空比。

由此可见，在本发明的驱动器结构中，可以通过控制变压器原边峰值电流i_lp,peak和反激式变换器的放电占空比D_DSC来间接地调节LED上的电流I_LED。相应地，负载电流检测电路可以包括原边峰值电流采样器和放电时间探测器。

放电时间探测器可以被设置成连接辅助绕组，以便对辅助绕组电压V_AUX进行采样，例如可以根据电压V_AUX的突然下降来获取放电时间信息。如图所示，放电时间探测器可以包括RS触发器、单稳态触发器及比较器。其中，比较器接收与辅助绕组电压V_AUX相关的信号，并经单稳态触发器向RS触发器提供重置信号。由脉宽调制控制器输出的开关信号V_sw可以经由单稳态触发器向RS触发器提供设置信号。RS触发器可以根据有关辅助绕组电压的信号输出两个信号DSC和，从而提供放电时间信息。

在本发明的驱动器结构中，原边峰值电流i_lp,peak的等效信号可以通过误差放大器的输出信号V_EAO来采样。因此，在本发明中，原边峰值电流采样器可以由开关S₂和电容器C₂构成，其中电容器C₂一端接地，另一端经由开关S₂与误差放大器的输出端连接，用于检测等效信号V_EAO，从而获得原边峰值电流信息。

由此，负载电流检测电路可以根据放电时间信息与原边峰值电流i_lp,peak信息来计算获得负载电流值I_LED。

同样如图4所示，本发明的脉宽调节控制器可以包括补偿器、误差放大器、比较器、振荡器、RS触发器及门驱动器。在该控制器中，补偿器与误差放大器形成级联以提供稳定的反馈控制，其中补偿器的输入端经开关S₃与电容器C₂的串联电路接地，同时还经开关S₄接地，开关S₃和S₄分别由信号DSC和控制。由此可见，脉宽调节控制器的误差放大器将接收到来自负载电流检测电路的负载电流I_LED相关信号，用以实现原边反馈控制，以及对负载电流I_LED的调节。同时还可以注意到，由于误差放大器的输出信号实质上已经由补偿器进行了过滤处理，因此由S₂和C₂构成的采样保持电路从误差放大器输出端处获取的采样信号的噪声部分相比现有技术已微弱了很多，从而增强了电路对噪声的抑制，提高了信噪比。

在本发明的脉宽调节控制器中，振荡器与RS触发器的S端口相连以向其提供设置信号；比较器的一个输入端接收来自误差放大器的输出信号，另一端经电阻器R₆接收来自驱动电路的电流检测信号U_cs，并且输出信号以向RS触发器的R端口提供重置信号。根据误差放大器的输出信号与电流检测信号U_cs之间的比较结果，RS触发器和门驱动器分别输出开关信号V_sw和功率开关信号V_gs，用于对开关及功率开关Q₁进行开关控制，从而提供反馈控制。

尽管文中已经描述了本发明的具体实施例，但是，本领域技术人员能够认识到，上述内容只是示例性的，用于说明本发明的原理，而不应被用于限制本发明的范围。本领域技术人员可以在不脱离本发明的精神和范围的情况下，对上述内容进行修改和改进。

Claims (5)

1.一种用于发光二极管的驱动器，其包括驱动电路和控制电路，所述驱动电路包括用于对外部交流功率信号进行滤波的滤波电路和用于将所述滤波电路输出的交流信号整流为直流信号的整流电路，其特征在于：

所述驱动电路还包括输入电容器C₁、升降压式变换器和反激式变换器，其中所述升降压式变换器和所述反激式变换器工作在非连续导电模式下，所述整流电路分别连接所述升降压式变换器和所述输入电容器C₁；

所述升降压式变换器包括续流二极管D_R、电感器L₁、直流链电容器C_DC和功率开关Q₁，用于提供功率因数校正功能以便改善功率因数，以及提供稳定的直流链电压V_DC；

所述反激式变换器包括所述功率开关Q₁、所述直流链电容器C_DC、变压器T₁、二极管D_o和输出电容器C_o，用于将存储于所述直流链电容器C_DC上的能量转移至负载，以及调节输出电流；

在所述变压器T₁的原边电流路径上设置有电阻器R_CS，以便提供电流检测信号U_cs；以及

所述功率开关Q₁由所述控制电路输出的功率开关信号控制；其中，

所述控制电路包括负载电流检测电路和脉宽调节控制器，其中所述负载电流检测电路包括原边峰值电流采样器和放电时间探测器，所述脉宽调节控制器包括补偿器、误差放大器、比较器、振荡器、RS触发器及门驱动器；

所述放电时间探测器被设置成连接有关所述变压器T₁的辅助绕组以采样所述辅助绕组的电压V_AUX，并且包括RS触发器、两个单稳态触发器及比较器,用以根据所述电压V_AUX的突然下降来获取放电时间信息；

在所述放电时间探测器中，所述比较器接收与所述辅助绕组电压V_AUX相关的信号，并经所述两个单稳态触发器中的一个向所述RS触发器提供重置信号；所述脉宽调制控制器输出开关信号V_sw以经由所述两个单稳态触发器中的另一个向所述RS触发器提供设置信号；所述RS触发器输出两个信号DSC和；

在所述脉宽调节控制器中，所述补偿器与所述误差放大器形成级联；所述补偿器的输入端经开关S₃与电容器C₂的串联电路接地，同时还经开关S₄接地，其中所述开关S₃和S₄分别由所述信号DSC和控制；所述振荡器与所述RS触发器的S端口相连以向其提供设置信号；所述比较器的一个输入端接收来自所述误差放大器的输出信号，另一输入端经电阻器R₆接收来自所述驱动电路的电流检测信号U_cs，并且输出信号以向所述RS触发器的R端口提供重置信号；以及

所述原边峰值电流采样器由开关S₂和所述电容器C₂构成，其中所述电容器C₂一端接地，另一端经由所述开关S₂与所述误差放大器的输出端连接，所述开关S₂由所述开关信号V_sw控制。

2.如权利要求1所述的驱动器，其特征在于，所述续流二极管D_R和所述输入电容器C₁被设置用于形成所述变压器T₁的漏感能量的循环路径。

3.如权利要求1所述的驱动器，其特征在于，关于所述负载的输出电流其中，i_LP,peak为所述变压器T₁的原边峰值电流，N_p和N_s分别为所述变压器T₁的原边和副边的匝数，D_DSC为所述反激式变换器的放电占空比。

4.如权利要求1所述的驱动器，其特征在于，所述功率开关Q₁的关闭时间被设置成大于，其中，L_lk为所述变压器T₁的漏感，C₁为所述输入电容器C₁的电容值。

5.如权利要求1所述的驱动器，其特征在于，在所述脉宽调节控制器中，根据所述误差放大器的输出信号与所述电流检测信号U_cs之间的比较结果，所述RS触发器和所述门驱动器分别输出开关信号V_sw和所述功率开关信号，用于对所述开关及所述功率开关Q₁进行控制，从而提供反馈控制。