CN106843353B - 高压直流稳压电源 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种高压直流稳压电源，其特征在于：包括稳压电路和光耦控制电路，其中：所述稳压电路包括一功率三极管T1，光耦控制电路连接功率三极管T1的基极以驱动功率三极管T1。本发明方案过控制光耦电流直接驱动功率三极管的方式，解决了高压场合下难以兼顾驱动三极管和实现高低压电气隔离的问题。

Description

高压直流稳压电源

技术领域

本发明是设计电力电子技术领域的一项新型的直流稳压电源，尤其涉及一种高压直流电压(正负1100V)稳压电源。

背景技术

目前，直流稳压电源主要分为两大类——线性电源、开关电源。其中线性电源虽然噪声很低，但是其存在仅能实现降压型稳压、难以实现电气隔离、功率三极管耐压要求高、高压场合下功率管驱动困难等缺点，因此通常高于800V的电源不采用线性电源而使用开关电源。而开关电源中存在高频的电路模态切换，不可避免的引入较大的高频噪声，并不适合高精度高稳定度电源应用场合。

发明内容

为了解决上述问题，本发明提供一种高压直流稳压电源，其特征在于：包括稳压电路和光耦控制电路，其中：所述稳压电路包括一功率三极管，光耦控制电路连接功率三极管的基极以驱动功率三极管T1。

进一步地，其特征在于：所述高压直流稳压电源为正极性高压直流稳压电源，所述功率三极管为NPN型三极管，电压输入端连接功率三极管的集电极，并通过第一电阻R1连接三极管的基极。

进一步地，其特征在于：所述高压直流稳压电源为负极性高压直流稳压电源，功率三极管为NPN型三极管，电压输出端连接功率三极管T1的集电极，并通过第一电阻R1连接三极管的基极。

进一步地，其特征在于：光耦控制电路包括分压电路、比较电路、发光管、接收管和第二三极管，分压电路取出的电压连接比较电路后输出到发光管，接收管连接在功率三极管基极和第二三极管基极之间，同时，功率三极管的基极还连接第二三极管的集电极。

进一步地，其特征在于：功率三极管的输出端还连接有供压电路，所述供压电路与第二三极管并联，用于给第二三极管提供电压，所述供压电路为串联的二极管或稳压管。

进一步地，其特征在于：所述电压输入端和输出端还连接有稳压电容。

进一步地，其特征在于：还包括前馈补偿电路，其包括在功率三极管和供压电路旁并联一个N沟道增强型场效应管，场效应管的栅极通过第三电阻接在输入电压的某一分压点上，两个稳压管Dz+与Dz-以反向并联的方式接在场效应管T2栅极和源极之间。

进一步地，其特征在于：所述某一分压点保证在电路启动到基本稳定的过程中，三极管两端电压保持在其能承受合理电压之下。

进一步地，其特征在于：当输出电压Vout由于某些原因而低于预设值，则分压电阻R_f2上的电压降低，进而导致I_f减小，并使得光耦U1的正向电流Ioc减小，电源主回路的光耦导通减小，从而经三极管放大的电流Ib增大，流过负载的电流也增大，此时Vout也增大；同理，当Vout由于某种原因高于预设值时，反馈回路也能够将Vout降低。

本发明方案过控制光耦电流直接驱动功率三极管的方式，解决了高压场合下难以兼顾驱动三极管和实现高低压电气隔离的难题；通过并联一个增强型场效应管实现前馈补偿，减小电路的响应时间，在电路启动时保护功率三极管；在不改变所使用的功率三极管的极性的前提下，采取对换三极管集电极与发射极的方式实现负极性稳压。

附图说明

图1是本发明实施例1正电源电路图。

图2是本发明实施例1负电源电路图。

图3是本发明实施例1电源启动过程的等效电路。

图4是本发明实施例1电路图的等效变换图；

图5是本发明实施例1电路图的第二等效变换图；

图6是本发明本发明实施例2电路图。

图7是本发明三极管的电压应力图。

具体实施方式

参见图1，示出了本发明实施例1的稳压电源电路的基本原理，其中电压输入端V_in和输出端V_out分别通过电容C₁、C₂接地，输入端V_in连接功率三极管T₁的集电极，三极管T₁的发射极串联4个二极管D1，D2，D3，D4后连接输出端V_out，输入端V_in连接第一电阻R₁后分为两路，一路连接三极管T₁的基极，另一路连接光耦U₁的集电极，光耦U₁的发射极连接在两分压电阻R_f1和R_f2之间(分压电阻阻值极大，理论分析时可以流过的电流可以忽略)。分压电阻两端分别接输出端V_out和地。四个二极管的目的是在电路工作时与四个二极管并联的光耦两端能够有一个2V左右的供电电压,电路的结构基本已经是最简,但是其中4个二极管可以用一个1.8V稳压管替代,电阻R1可以用MOSFET组成的恒流源替代。

采用功率三极管作为线性稳压电源的电压调整元件，通过控制光耦的导通电流实现对三极管的基极电流的调整，经三极管放大后为后级负载提供电流。最后将输出电压Vout反馈到对光耦导通电流的控制，完成闭环，实现稳定电压输出。在电路启动后电流从Vin经过电阻R1、三极管T1、光耦U1、二极管D1-D4流到Vout，此时光耦两端的电压由串联二极管决定；待电路稳定后，各元件的电气量稳定，如果输出电压Vout由于某些原因而低于预设值，则分压电阻R_f2上的电压降低，进而导致I_f减小，并使得光耦U1的正向电流Ioc减小，电源主回路的光耦导通减小，从而经三极管放大的电流Ib增大，流过负载的电流也增大，此时Vout也增大；同理，当Vout由于某种原因高于预设值时，反馈回路也能够将Vout降低。

其中，三极管T₁工作在放大区时，基极与发射极之间的电压差为U_be；四个二极管D1，D2，D3，D4整体的导通压降为U_D(四个二极管用于给光耦U₁提供稳定的供电电压，其值与光耦工作电压相关，在本实施例中可以是2V左右。当然，可以采用稳压管代替二极管。)；光耦U₁的发射管电流与接受管电流满足I_oc＝CTR*I_f；其中发光管的电流和接收管的电流比的比值。

电路达到稳态时，电容C₁C₂两端电压稳定，没有漏电流。

则有以下关系

I_b＝I₁-I_oc (2)

I_e＝(1+β)I_b (3)

I_L＝I_e+I_oc (4)

式中，I₁表示流过第一电阻R₁的电流；

I_b表示三极管T1基极电流；

I_oc表示接收管电流；

I_f表示发射管电流；

I_e表示流经二极管D1，D2，D3，D4电流；

I_L表示流经负载电阻的电流：

β表示三极管放大倍数；

R_L表示负载电阻的阻值；

将式(2)、(3)带入(4)中，得

I_L＝(1+β)I₁-βI_oc (6)

再将式(1)、(5)带入式(6)，得：

整理后得：

记R₁与R₂的并联电阻为R₁//R₂，ΔU＝U_D+U_be。则上式简化为：

写成输入关于输出的函数关系为：

从式(7)中可以看出，在输入电压给定的情况下，本发明方案能达到的输出电压范围由光耦的导通电流决定。

其中，当光耦截止时，光耦的导通电流为0；当光耦达到饱和状态，即I_oc＝I₁时，光耦导通电流电流最大。即：

在本发明系统中，示例性地，所使用的元件的参数为：

R₁＝200KΩ

R_L＝500KΩ

β＝28

代入式(8)得：

V_in＝193.1*I_oc+1118.6

带入式(9)中的关系，求得：

1118.6＜V_in＜1541 (10)

通过1100V工频变压器整流滤波后得到的直流电压大致为1400V，偏差范围约为±200V，足以满足式(10)的要求。

图2示出了本发明负电源方案的示意图，通常线性电源的负电源采取的方法是将正电源中的功率三极管由NPN型改为PNP型，但PNP型三极管特性较NPN型三极管差，尤其是电压应力的承受值与放大倍数。本发明的负电源方案创新地从另一个角度出发，在上述正电源的基础上，对电路进行一系列的等效，最后得出了一种使用NPN型三极管作为负电源的方案。

图3的结构是从图1等效变换过来的，具体而言，由于在正电源系统中，本质在于通过控制光耦的导通电流来控制输入与输出之间的二端网络的等效电阻R，在合理的控制方法下实现恒定电压输出。所以该二端口网络可以与负载交换位置，如图4所示。负载两端的电压可控的唯一条件Vin>VGND，所以令输入电压Vin＝0V，VGND＝-1400V，此电路依旧可以工作，如图5所示。随后将电路仅仅作上下翻转，用分压电阻替代Rl其他而不做修改，即可以得到图3所示的负电源电路。

实施例2：

实施例1中的电路结构对功率三极管耐压能力要求较高。在电源稳定后三极管集电极与发射极之间的电压便限制在一个较低范围内，通常功率三极管的损坏不发生在电路稳定后而在电路启动后建立稳态的过程中。

在电源系统刚刚启动的过程中，输出级为输出端的滤波电容充电，这个过程三极管两端的电压和流过三极管的电流急剧增大，这个过程的极大瞬时功率是损坏三极管的根本原因。

电源启动的同时，输出电压远低于预期的电压值(1.1kV)，反馈回路没有工作，光耦的导通电流为0，此时的电源系统的等效电路如图2所示，图中R为三极管和光耦组成的二端网络的等效电阻，R_L为负载电阻，C电源输出端的滤波电容。由三极管的性质可知，该二端口网络的电压降约等于R1两端的电压，而流过该网络的电流是流过R1的电流的(1+β)倍(二极管压降相对于1000V以上电压可以忽略)，所以有：

R＝R₁/(1+β)

此时输入电压到输出电压的传递函数为：

化简得：

输入电压是通过对50Hz交流整流滤波后得到的，可以用一个时间常数为τ＝0.04s的一阶惯性环节等效。

在输入电压为V_in(t)＝V_IN*1(t)时，三极管的集电极与发射极之间的电压，也即是R两端的电压为：

记τ₁＝C(R_L//R),τ₀＝RC,k＝τ₁/τ₀。

则：

作反laplace变换得：

其中k满足，

由式(10)可知，在电源负载R_L保持不变的前提下，若要降低启动过程中三极管CE之间的电压，必须增大k，减小τ₁的值，即减小R和C。但是实际上为了获得噪声更低的输出电压，需要电容值C很大，等效电阻R取太小会使得电源的带载能力极大地受限制，同时也会降低反馈回路的增益，减小系统对噪声的抑制能力。

以上分析表明，为了防止功率三极管在电源启动过程中损毁，单纯通过减小R₁和C会给本电源系统带来一系列不利后果，为此本发明实施例2中，采用图6所示的电路实现电路启动后通过前馈支路对滤波电容充电，到接近电路稳态后再断开前馈支路。具体而言，电路结构为在原电路的三极管和二极管旁并联一个N沟道增强型场效应管T2，场效应管的栅极通过电阻Rg接在输入电压的某一分压点上(当电源基本稳定时，该分压点电压为场效应管T2的栅极阈值电压，大于该阈值电压场效应管关断)，最后使用两个稳压管Dz+与Dz-以反向并联的方式接在栅极和源极之间。

当电源系统启动的瞬间，V_in从0V开始缓慢上升，此过程中，分压点电压高于输出电压(S极电压)即两者之差为正，场效应管T2处于导通状态，输入与输出之间的二端网络的等效电阻R满足

其中，Ron是场效应管的导通电阻。通过取较小的R_t便可以使得R≤1KΩ＜＜R_L(注意R_t不能取太小，否则MOSET的最大过电流过高会损坏MOSFET)，此时输出级的滤波电容可以取到40uF，保证τ₀＝RC≤0.04s，用MALTAB计算此时的三极管的电压应力如图7所示(其为钳位稳压管取10V，输入电压为1200V时，输出1100V时的实例2电路的关键变量变化曲线)，图中实线V_g与虚线V_O分别表示场效应管栅极电压和输出电压随时间的变化关系，由于对栅源两极之间的使用稳压管做电压保护，实际启动过程栅极与源极之间的控制电压的绝对值低于20V。当到一定时间后，(从图中可以读出，电源启动后的0.09s后)，分压点电压低于输出电压(S极电压)，此时两者之差为负，场效应管关断，输出电压已经达到950V，整个过程功率三极管两端的电压被限制在520V以下。

综上所述，系统上电后，增强型N沟道场效应管导通，输入电压通过场效应管对输出电容充电，当输出电压达到950V左右时，场效应管的栅源电压达到场效应管的截止电压，电路切换到通过三极管对后级电容充电，直到输出电压达到1100V，反馈回路开始工作。整个过程建立稳态的时间约为0.15s-0.2s，三极管的电压应力控制在520V以下。

其中，输入端分压电路为多个电阻串联，在每一电阻上并联一电容。以电容耐压值450V为例，则需要使用4组电阻、电容串联，如图所示，将第三个串联电阻的电压加载到所使用的耗尽型N沟道场效应管的栅极。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。此外，尽管本说明书中使用了一些特定的术语，但这些术语仅仅是为了方便说明，并不对本发明构成任何限制。

Claims (5)

1.一种高压直流稳压电源，其特征在于：包括稳压电路、光耦控制电路、电压输入端和电压输出端，其中：所述稳压电路包括一功率三极管，光耦控制电路连接功率三极管的基极以驱动功率三极管；其中，光耦控制电路包括分压电路、比较电路、发光管、接收管和第二三极管，分压电路取出的电压连接比较电路后输出到发光管，接收管连接在功率三极管基极和第二三极管基极之间，同时，功率三极管的基极还连接第二三极管的集电极；功率三极管的发射极还连接有供压电路的一端，所述供压电路与第二三极管并联，用于给第二三极管提供电压，所述供压电路为串联的稳压管；其中，还包括前馈补偿电路，其包括在功率三极管和供压电路旁并联一个N沟道增强型场效应管，场效应管的栅极通过第三电阻接在输入电压的某一分压点上，两个稳压管Dz+与Dz-以反向并联的方式接在场效应管栅极和源极之间，其中，所述电压输入端和电压输出端中的一个与功率三极管的集电极连接，另一个与所述供压电路的另一端连接。

2.根据权利要求1所述的高压直流稳压电源，其特征在于：所述高压直流稳压电源为正极性高压直流稳压电源，所述功率三极管为NPN型三极管，电压输入端连接功率三极管的集电极，并通过第一电阻R1连接功率三极管的基极。

3.根据权利要求1所述的高压直流稳压电源，其特征在于：所述高压直流稳压电源为负极性高压直流稳压电源，功率三极管为NPN型三极管，电压输出端连接功率三极管的集电极，并通过第一电阻R1连接功率三极管的基极。

4.根据权利要求1-3任一项所述的高压直流稳压电源，其特征在于：所述电压输入端和输出端还连接有稳压电容。

5.根据权利要求4所述的高压直流稳压电源，其特征在于：所述某一分压点保证在电路启动到基本稳定的过程中，功率三极管两端电压保持在其能承受合理电压之下。