CN106817332B - 上行控制信道的解码方法及解码装置 - Google Patents
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Abstract
本发明提供了上行控制信道的解码方法及解码装置。所述方法包括：根据历史频偏值对频域数据进行频偏预补偿；译码得到预测控制信息比特；重构发端数据符号，计算频偏残差；判断第一比值是否大于等于预设的门限值，若是，则更新下一次预补偿用历史频偏值且预测控制信息比特有效，若否，则历史频偏值和频偏残差不影响用户UE的下一次预补偿用历史频偏值，预测控制信息比特无效。本发明避免了因历史频偏值有误而对后续控制信息比特和下一次预补偿用历史频偏值的影响，尽可能保持历史频偏值的及时有效性，根据频偏残差更新历史频偏值用于下一次预补偿可以进一步提高频偏估计精度，实现了当频偏靠近理论极限时仍可以使性能损失减少。
Description
技术领域
本发明涉及通信领域，尤其涉及上行控制信道的解码方法及解码装置。
背景技术
目前，LTE网络越来越普及，应用场景越来越广。在高速场景，比如高铁运行过程中以及飞机在飞行过程中，由于高速运行，会产生很大的多普勒频偏，多普勒频偏会引起物理层解调性能的下降，为此针对抗大频偏的研究越来越多，其中上行控制信道承载着调度请求，下行业务的反馈信息，以及信道质量信息等重要内容，提高控制信道的解调性能至关重要。现有的方案中提出通过每个时隙的2个导频估计频偏值，然后时隙之间取平均作为最终的估计值，每个时隙的第二个导频补偿频偏后，由导频信道估计线性插值得到数据符号的信道估计，然后数据信道估计补偿对应频偏引起的相位偏移。在大频偏情况下，能够在很大程度上改善译码性能，但采用该方案当频偏靠近理论极限时，和无频偏的性能相比，性能损失超过6dB，损失较大。
发明内容
本发明提供了一种上行控制信道的解码方法及解码装置，用于解决频偏很大时性能损失严重的问题。
本发明实施例采用以下技术方案：
第一方面，本发明提供了一种上行控制信道的解码方法，该方法包括：
获取上行子帧中用户UE的频域数据和历史频偏值，根据所述历史频偏值对所述频域数据进行频偏预补偿；
对频偏预补偿后的所述频域数据译码得到预测控制信息比特；
根据所述预测控制信息比特重构发端数据符号，根据重构的发端数据符号和频偏预补偿后的所述频域数据计算频偏残差；
判断第一比值是否大于等于预设的门限值，其中，Pow_in为频偏预补偿后的所述频域数据的平均功率，Pow_out为所述重构的发端数据符号与频偏预补偿后的所述频域数据求相关所得的最大峰值；
若是，则所述历史频偏值和所述频偏残差之和作为所述用户UE的下一次预补偿用历史频偏值，所述预测控制信息比特有效，若否，则所述历史频偏值和所述频偏残差不影响所述用户UE的下一次预补偿用历史频偏值，所述预测控制信息比特无效。
优选的，所述根据重构的发端数据符号和频偏预补偿后的所述频域数据计算频偏残差，包括：
将所述重构的发端数据符号和频偏预补偿后的所述频域数据共轭点乘；
计算所述上行子帧中各时隙中每间隔预设数量符号的相位差；
根据所述相位差，计算得到各时隙的估计频偏；
将所述各时隙的估计频偏的平均值作为频偏残差。
优选的，所述计算所述上行子帧中各时隙中每间隔预设数量符号的相位差，具体为：
分时隙计算每间隔预设数量符号的相位差PhaseDiff(t,Rx)：
其中，RxData2(t,l,Rx)为共轭点乘结果，t是时隙索引，l'是每个时隙中7个符号的索引，Rx是接收天线索引，M为预设数量；
所述根据所述相位差，计算得到各时隙的估计频偏，具体为：
根据所述相位差，计算得到各时隙的估计频偏FreqEst(t,Rx)：
第二方面，本发明还提供了一种上行控制信道的解码装置，该装置包括：
预补偿单元，用于获取上行子帧中用户UE的频域数据和历史频偏值，根据所述历史频偏值对所述频域数据进行频偏预补偿；
译码单元，用于对频偏预补偿后的所述频域数据译码得到预测控制信息比特；
频偏残差计算单元，用于根据所述预测控制信息比特重构发端数据符号，根据重构的发端数据符号和频偏预补偿后的所述频域数据计算频偏残差；
判断单元，用于判断第一比值是否大于等于预设的门限值，其中，Pow_out为频偏预补偿后的所述频域数据的平均功率，Pow_in为所述重构的发端数据符号与频偏预补偿后的所述频域数据求相关所得的最大峰值；
确定有效性单元，用于若是，则所述历史频偏值和所述频偏残差之和作为所述用户UE的下一次预补偿用历史频偏值，所述预测控制信息比特有效，若否，则所述历史频偏值和所述频偏残差不影响所述用户UE的下一次预补偿用历史频偏值，所述预测控制信息比特无效。
优选的，所述频偏残差计算单元包括：重构发端数据模块、共轭点乘模块、相位差计算模块、估计频偏模块和频偏残差计算模块；
所述重构发端数据模块，用于根据所述预测控制信息比特重构发端数据符号包括：
所述共轭点乘模块，用于将所述重构的发端数据符号和频偏预补偿后的所述频域数据共轭点乘；
所述相位差计算模块，用于计算所述上行子帧中各时隙中每间隔预设数量符号的相位差；
所述估计频偏模块，用于根据所述相位差，计算得到各时隙的估计频偏；
所述频偏残差计算模块，用于将所述各时隙的估计频偏的平均值作为频偏残差。
优选的，所述相位差计算模块，具体用于：
分时隙计算每间隔预设数量符号的相位差PhaseDiff(t,Rx)：
其中，RxData2(t,l,Rx)为共轭点乘结果，t是时隙索引，l是每个时隙中7个符号的索引，Rx是接收天线索引，M为预设数量；
所述估计频偏模块，具体用于：根据所述相位差，计算得到各时隙的估计频偏FreqEst(t,Rx)：
与现有技术相比，本发明提供的一种上行控制信道的解码方法及解码装置，具有以下有益效果：本发明充分利用历史频偏值进行预补偿并译码，根据译码结果重构发端符号，和收端对应符号共轭点乘从而在当前子帧对频偏残差进行更精确的估计，为了尽可能保持历史频偏值的及时有效性，根据频偏残差更新历史频偏值用于下一次预补偿可以进一步提高频偏估计精度，采用预设门限值判断预测控制信息比特和更新的历史频偏值是否可用，避免了因历史频偏值有误而对后续控制信息比特和更新的历史频偏值的影响，实现了当频偏靠近理论极限时，如对于LTE系统的上行控制信息CQI当最大多普勒频偏为1500Hz时，仍可以使性能损失减少。
附图说明
图1是本发明提供的一种上行控制信道的解码方法的第一个实施例的方法流程图一。
图2是本发明提供的一种上行控制信道的解码方法的第一个实施例的方法流程图二。
图3是本发明提供的一种上行控制信道的解码方法的第一个实施例的方法流程图一。
图4是本发明提供的一种上行控制信道的解码方法的第一个实施例的结构框图二；
图5是本发明的实施例中估计频偏残差时符号关系示意图。
具体实施方式
为使本发明解决的技术问题、采用的技术方案和达到的技术效果更加清楚，下面将结合附图对本发明实施例的技术方案作进一步的详细描述。
图1和图2示出根据本发明提供的一种上行控制信道的解码方法第一个实施例的方法流程图。本实施例的一种上行控制信道的解码方法主要由一种上行控制信道的解码装置来执行。其中，该方法包括以下步骤：
S11：获取上行子帧中用户UE的频域数据和历史频偏值，根据历史频偏值对频域数据进行频偏预补偿。
具体的，上行子帧中包括多个用户UE的频域数据，需要将各用户UE的频域数据分离开，获取上行控制信道的上行子帧中对用户UE分离后的各用户UE的频域数据和对应用户UE的历史频偏值，根据各用户UE的历史频偏值对对应用户UE的频域数据进行频偏预补偿，其中，历史频偏值可以是该用户上行共享信道PUSCH上估计的频偏值，也可以是探测信号SRS上估计的频偏值，也可以是上行控制信道格式1系列估计的频偏值。
当上行控制信道中，多个天线接收到用户UE的频域数据时，获取上行子帧中各天线接收到的用户UE的频域数据和各天线历史频偏值，根据各天线历史频偏值的平均值对频域数据进行频偏预补偿。
例如：上行子帧中，获取用户UE的频域数据记作：
RxData(t,l,Rx),t＝0,1；l＝0,1,2,3,4,5,6；Rx＝0,1,...RxNum-1，其中t是时隙索引，l是每个时隙中7个符号的索引，Rx是接收天线索引，RxNum为每个时隙中符号数量；
获取用户的历史频偏值HisFreq，频偏预补偿后的频域数据记作RxDataFoc(t,l,
Rx)，预补偿过程为：
S12：对频偏预补偿后的频域数据译码得到预测控制信息比特。
译码的方法为现有技术，在此不再赘述。
当有多个天线接收到用户UE的频域数据时，步骤S12会得到频偏预补偿后的各天线接收的频域数据，则将频域数据和发端重构数据计算相关后的结果进行天线合并，选择相关值最大对应的译码结果作为预测控制信息比特。
如上例，通过Reed-Muller译码方法对频偏预补偿后的频域数据RxDataFoc(t,l,Rx)译码得到预测控制信息比特DecodeBits。
S13：根据预测控制信息比特重构发端数据符号，根据重构的发端数据符号和频偏预补偿后的频域数据计算频偏残差。
具体的，如图2所示，S13中包括S131-S135。
S131：根据预测控制信息比特重构发端数据符号。
具体的，对步骤S12中预测控制信息比特依次进行与S12中译码过程逆向的编码、协议预设的编码调制以及加扰，得到重构的发端数据符号。
如上例：预测控制信息比特DecodeBits依次进行译码过程逆向的编码、协议预设的编码调制以及加扰重构发端数据符号，加扰后的发端数据符号记作：TxData(t,l),t＝0,1；l＝0,1,2,3,4,5,6。
S132：将重构的发端数据符号和频偏预补偿后的频域数据共轭点乘。
由于每个时隙中有7个符号，因此采用共轭点乘，每个时隙得到7个共轭点乘后的数据，使后续的估计频偏更精确。
如上例：RxData2(t,l,Rx)＝RxDataFoc(t,l,Rx)·conj(TxData(t,l))，RxData2(t,l,Rx)为共轭点乘结果。
S133：计算上行子帧中各时隙中每间隔预设数量符号的相位差。
具体的，分时隙计算每间隔M个符号的相位差，根据最大多普勒频偏的取值可以灵活调整M的取值，其中，由于符号的相位差距离太近会产生噪声影响，且波动较大，稳定性差，为了更好的提高计算精度且减少噪声的影响，则优选的，M＝3。
如上例中：相位差的计算过程：
其中，RxData2(t,l,Rx)为共轭点乘结果，t是时隙索引，l'是每个时隙中7个符号的索引，Rx是接收天线索引，M为预设数，RxNum为每个时隙中符号数量，现有技术采用导频符合进行相位差计算，计算次数少，影响精度，如附图5所示，为当M＝3时，一个时隙内的7个符号sym0，sym1，sym2，sym3，sym4，sym5和sym6的相位差计算关系，一个时隙内可以配四对符号计算相位差。
S134：根据相位差，计算得到各时隙的估计频偏。
具体的：如上例：根据相位差，计算得到各时隙的估计频偏FreqEst(t,Rx)：
因为一个子帧占用1毫秒，共分为14个符号，所以间隔M个符号在时间上是间隔M/14毫秒，即(M/14)·0.001。因此，对应符号共轭点乘从而在当前子帧对频偏残差进行更精确的估计，可以进一步提高频偏估计精度。
S135：将各时隙的估计频偏的平均值作为频偏残差。
具体的，将根据各天线接收的频域数据而得到的各时隙的估计频偏做平均值作为频偏残差。
如上例：将各时隙的估计频偏的平均值作为频偏残差频偏残差FreqResEst：
S14：判断第一比值是否大于预设的门限值，其中，Pow_in为频偏预补偿后的频域数据的平均功率，Pow_out为重构的发端数据符号与频偏预补偿后的频域数据求相关所得的最大峰值。
如上例中，判断第一比值是否大于预设的门限值Threshold，其
中，可以采用遍历重构的发端符号
TxDatai(t,l)，将重构的发端符号和频偏预补偿后的频域数据RxDataFoc(t,l,Rx)求相关:
其中BitLen表示译码比特DecodeBits的长度，然后取相关值最大分支对应的比特作为译码比特。Pow_out＝[MaxPeak Ind]＝Max{CorrData(i)}，其中Max{·}表示取最大值，MaxPeak表示最大相关值，Ind表示最大相关值对应的译码比特索引，Ind的二进制表示结果即为译码比特。
S15：若是，则历史频偏值和频偏残差之和作为用户UE的下一次预补偿用历史频偏值，预测控制信息比特有效，若否，则历史频偏值和频偏残差不影响用户UE的下一次预补偿用历史频偏值，预测控制信息比特无效。
如上例中，若S14中第一比值是大于等于预设的门限值，则历史频偏值HisFreq和频偏残差FreqResEst之和作为用户UE的下一次预补偿用历史频偏值HisFreq2，HisFreq2可以用于下一次的频偏预补偿，预测控制信息比特DecodeBits有效；若S14中第一比值是小于预设的门限值Threshold的，那么历史频偏值HisFreq和频偏残差FreqResEst不影响用户UE的下一次预补偿用历史频偏值HisFreq2，预测控制信息比特DecodeBits无效。
为了尽可能保持历史频偏值的及时有效性，根据频偏残差更新历史频偏值用于下一次预补偿采用预设门限值判断预测控制信息比特和更新的历史频偏值下一次预补偿是否可用，避免了因历史频偏值有误而对后续控制信息比特和下一次预补偿用历史频偏值的影响。
综上，通过本实施例中的一种上行控制信道的解码方法，避免了因历史频偏值有误而对后续控制信息比特和更新的历史频偏值的影响，可以进一步提高频偏估计精度，实现了当频偏靠近理论极限时，如对于LTE系统的上行控制信息CQI当最大多普勒频偏为1500Hz时，仍可以使性能损失减少。
图3示出根据本发明提供的一种上行控制信道的解码装置第一个实施例的结构框图。本实施例的一种上行控制信道的解码装置可以为基站。一种上行控制信道的解码装置包括预补偿单元21、译码单元22、频偏残差计算单元23、判断单元24和确定有效性单元25。
预补偿单元21，用于获取上行子帧中用户UE的频域数据和历史频偏值，根据历史频偏值对频域数据进行频偏预补偿。
具体的，上行子帧中包括多个用户UE的频域数据，需要将各用户UE的频域数据分离开，获取上行控制信道的上行子帧中对用户UE分离后的各用户UE的频域数据和对应用户UE的历史频偏值，根据各用户UE的历史频偏值对对应用户UE的频域数据进行频偏预补偿，其中，历史频偏值可以是该用户上行共享信道PUSCH上估计的频偏值，也可以是探测信号SRS上估计的频偏值，也可以是上行控制信道格式1系列估计的频偏值。
当上行控制信道中，多个天线接收到用户UE的频域数据时，获取上行子帧中各天线接收到的用户UE的频域数据和各天线历史频偏值，根据各天线历史频偏值的平均值对频域数据进行频偏预补偿。
例如：上行子帧中，获取用户UE的频域数据记作：
RxData(t,l,Rx),t＝0,1；l＝0,1,2,3,4,5,6；Rx＝0,1,...RxNum-1，其中t是时隙索引，l是每个时隙中7个符号的索引，Rx是接收天线索引，RxNum为每个时隙中符号数量；
获取用户的历史频偏值HisFreq，频偏预补偿后的频域数据记作RxDataFoc(t,l,Rx)，预补偿过程为：
译码单元22，连接预补偿单元21，用于对频偏预补偿后的频域数据译码得到预测控制信息比特。
译码的方法为现有技术，在此不再赘述。
当有多个天线接收到用户UE的频域数据时，步骤S12会得到频偏预补偿后的各天线接收的频域数据，则将频域数据和发端重构数据计算相关后的结果进行天线合并，选择相关值最大对应的译码结果作为预测控制信息比特。
如上例，通过Reed-Muller译码方法对频偏预补偿后的频域数据RxDataFoc(t,l,Rx)译码得到预测控制信息比特DecodeBits。
频偏残差计算单元23，连接译码单元22和连接预补偿单元21，用于根据预测控制信息比特重构发端数据符号，根据重构的发端数据符号和频偏预补偿后的频域数据计算频偏残差。
具体的，如图4所示，频偏残差计算单元23中包括重构发端数据模块231、共轭点乘模块232、相位差计算模块233、估计频偏模块234和频偏残差计算模块235。
重构发端数据模块231，连接译码单元22，用于根据预测控制信息比特重构发端数据符号。
具体的，对译码单元22中预测控制信息比特依次进行与译码单元22中译码过程逆向的编码、协议预设的编码调制以及加扰，得到重构的发端数据符号。
如上例：预测控制信息比特DecodeBits依次进行译码过程逆向的编码、协议预设的编码调制以及加扰重构发端数据符号，加扰后的发端数据符号记作：TxData(t,l),t＝0,1；l＝0,1,2,3,4,5,6。
共轭点乘模块232，连接预补偿单元21和重构发端数据模块231，用于将重构的发端数据符号和频偏预补偿后的频域数据共轭点乘。
由于每个时隙中有7个符号，因此采用共轭点乘，每个时隙得到7个共轭点乘后的数据，使后续的估计频偏更精确。
如上例：RxData2(t,l,Rx)＝RxDataFoc(t,l,Rx)·conj(TxData(t,l))，RxData2(t,l,Rx)为共轭点乘结果。
相位差计算模块233，连接共轭点乘模块232，用于计算上行子帧中各时隙中每间隔预设数量符号的相位差。
具体的，分时隙计算每间隔M个符号的相位差，根据最大多普勒频偏的取值可以灵活调整M的取值，其中，由于符号的相位差距离太近会产生噪声影响，且波动较大，稳定性差，为了更好的提高计算精度且减少噪声的影响，则优选的，M＝3。
如上例中：相位差的计算过程：
其中，RxData(t,l,Rx),t＝0,1；l＝0,1,2,3,4,5,6；Rx＝0,1,...RxNum-1，t是时隙索引，l是每个时隙中7个符号的索引，Rx是接收天线索引，M为预设数量，现有技术采用导频符合进行相位差计算，计算次数少，影响精度，如附图5所示，为当M＝3时，一个时隙内的7个符号sym0，sym1，sym2，sym3，sym4，sym5和sym6的相位差计算关系，一个时隙内可以配四对符号计算相位差。
估计频偏模块234，连接相位差计算模块233，用于根据相位差，计算得到各时隙的估计频偏。
具体的：如上例：根据相位差，计算得到各时隙的估计频偏FreqEst(t,Rx)：
因为一个子帧占用1毫秒，共分为14个符号，所以间隔M个符号在时间上是间隔M/14毫秒，即(M/14)·0.001。因此，对应符号共轭点乘从而在当前子帧对频偏残差进行更精确的估计，可以进一步提高频偏估计精度。
频偏残差计算模块235，连接估计频偏模块234，用于将各时隙的估计频偏的平均值作为频偏残差。
具体的，将根据各天线接收的频域数据而得到的各时隙的估计频偏做平均值作为频偏残差。
如上例：将各时隙的估计频偏的平均值作为频偏残差频偏残差FreqResEst：
判断单元24，连接频偏残差计算单元23和预补偿单元21，用于判断第一比值是否大于预设的门限值，其中，Pow_in为频偏预补偿后的频域数据的平均功率，Pow_out为重构的发端数据符号与频偏预补偿后的频域数据求相关所得的最大峰值。
如上例中，判断第一比值是否大于预设的门限值Threshold，其中，可以采用遍历重构的发端符号
TxDatai(t,l)，将重构的发端符号和频偏预补偿后的频域数据RxDataFoc(t,l,Rx)求相关:
其中BitLen表示译码比特DecodeBits的长度，然后取相关值最大分支对应的比特作为译码
比特。Pow_out＝[MaxPeak Ind]＝Max{CorrData(i)}，其中Max{·}表示取最大值，MaxPeak
表示最大相关值，Ind表示最大相关值对应的译码比特索引，Ind的二进制表示结果即为译
码比特。
确定有效性单元25，连接连接频偏残差计算单元23、译码单元22和预补偿单元21，用于若是，则历史频偏值和频偏残差之和作为用户UE的下一次预补偿用历史频偏值，预测控制信息比特有效，若否，则历史频偏值和频偏残差不影响用户UE的下一次预补偿用历史频偏值，预测控制信息比特无效。
如上例中，若判断单元24中第一比值是大于等于预设的门限值Threshold的，则历史频偏值HisFreq和频偏残差FreqResEst之和作为用户UE的下一次预补偿用历史频偏值HisFreq2，HisFreq2可以用于下一次的频偏预补偿，预测控制信息比特DecodeBits有效。若判断单元24中第一比值是小于预设的门限值Threshold的，那么历史频偏值HisFreq和频偏残差FreqResEst不影响用户UE的下一次预补偿用历史频偏值HisFreq2，预测控制信息比特DecodeBits无效。
为了尽可能保持历史频偏值的及时有效性，据频偏残差更新历史频偏值用于下一次预补偿采用预设门限值判断预测控制信息比特和更新的历史频偏值下一次预补偿是否可用，避免了因历史频偏值有误而对后续控制信息比特和下一次预补偿用历史频偏值的影响。
综上所述，本发明的一种上行控制信道的解码方法及系统，避免了因历史频偏值有误而对后续控制信息比特和下一次预补偿用历史频偏值的影响，可以进一步提高频偏估计精度，实现了当频偏靠近理论极限时，如对于LTE系统的上行控制信息CQI当最大多普勒频偏为1500Hz时，仍可以使性能损失减少。
上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。
Claims (14)
1.一种上行控制信道的解码方法，其特征在于，包括：
获取上行子帧中用户UE的频域数据和历史频偏值，根据所述历史频偏值对所述频域数据进行频偏预补偿；
对频偏预补偿后的所述频域数据译码得到预测控制信息比特；
根据所述预测控制信息比特重构发端数据符号，根据重构的发端数据符号和频偏预补偿后的所述频域数据计算频偏残差；
判断第一比值是否大于等于预设的门限值，其中，Pow_in为频偏预补偿后的所述频域数据的平均功率，Pow_out为所述重构的发端数据符号与频偏预补偿后的所述频域数据求相关所得的最大峰值；
若是，则所述历史频偏值和所述频偏残差之和作为所述用户UE的下一次预补偿用历史频偏值，所述预测控制信息比特有效，若否，则所述历史频偏值和所述频偏残差不影响所述用户UE的下一次预补偿用历史频偏值，所述预测控制信息比特无效。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据重构的发端数据符号和频偏预补偿后的所述频域数据计算频偏残差，包括：
将所述重构的发端数据符号和频偏预补偿后的所述频域数据共轭点乘；
计算所述上行子帧中各时隙中每间隔预设数量符号的相位差；
根据所述相位差，计算得到各时隙的估计频偏；
将所述各时隙的估计频偏的平均值作为频偏残差。
3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述计算所述上行子帧中各时隙中每间隔预设数量符号的相位差，具体为：
分时隙计算每间隔预设数量符号的相位差PhaseDiff(t,Rx)：
其中，RxData2(t,l,Rx)＝RxDataFoc(t,l,Rx)·conj(TxData(t,l))，RxData2(t,l,Rx)为重构的发端数据符号TxData(t,l)和频偏预补偿后的频域数据RxDataFoc(t,l,Rx)的共轭点乘结果，t是时隙索引，l、 l'是每个时隙中7个符号的索引，Rx是接收天线索引，M为预设数量；
所述根据所述相位差，计算得到各时隙的估计频偏，具体为：
根据所述相位差，计算得到各时隙的估计频偏FreqEst(t,Rx)：
其中angle(·)是计算复数相位角的函数，以弧度为单位。
4.如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述预设数量为3。
5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据所述预测控制信息比特重构发端数据符号，具体为：对所述预测控制信息比特依次进行与所述译码过程逆向的编码、协议预设的编码调制以及加扰，得到重构的发端数据符号。
6.如权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述获取上行子帧中用户UE的频域数据和历史频偏值，根据所述历史频偏值对所述频域数据进行频偏预补偿，具体为：
获取上行子帧中各天线接收到的用户UE的频域数据和各天线历史频偏值，根据各天线历史频偏值的平均值对所述频域数据进行频偏预补偿；
所述对频偏预补偿后的所述频域数据译码得到预测控制信息比特，具体为，将频域数据和发端重构数据计算相关后的结果进行天线合并，选择相关值最大对应的译码结果作为预测控制信息比特。
7.如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述将所述各时隙的估计频偏的平均值作为频偏残差，具体为：将根据各天线接收的所述频域数据而得到的各时隙的估计频偏做平均值作为频偏残差。
8.一种上行控制信道的解码装置，其特征在于，包括：
预补偿单元，用于获取上行子帧中用户UE的频域数据和历史频偏值，根据所述历史频偏值对所述频域数据进行频偏预补偿；
译码单元，用于对频偏预补偿后的所述频域数据译码得到预测控制信息比特；
频偏残差计算单元，用于根据所述预测控制信息比特重构发端数据符号，根据重构的发端数据符号和频偏预补偿后的所述频域数据计算频偏残差；
判断单元，用于判断第一比值是否大于等于预设的门限值，其中，Pow_out为频偏预补偿后的所述频域数据的平均功率，Pow_in为所述重构的发端数据符号与频偏预补偿后的所述频域数据求相关所得的最大峰值；
确定有效性单元，用于若是，则所述历史频偏值和所述频偏残差之和作为所述用户UE的下一次预补偿用历史频偏值，所述预测控制信息比特有效，若否，则所述历史频偏值和所述频偏残差不影响所述用户UE的下一次预补偿用历史频偏值，所述预测控制信息比特无效。
9.如权利要求8所述的装置，其特征在于，所述频偏残差计算单元包括
重构发端数据模块、共轭点乘模块、相位差计算模块、估计频偏模块和频偏残差计算模块；
所述重构发端数据模块，用于根据所述预测控制信息比特重构发端数据符号包括：
所述共轭点乘模块，用于将所述重构的发端数据符号和频偏预补偿后的所述频域数据共轭点乘；
所述相位差计算模块，用于计算所述上行子帧中各时隙中每间隔预设数量符号的相位差；
所述估计频偏模块，用于根据所述相位差，计算得到各时隙的估计频偏；
所述频偏残差计算模块，用于将所述各时隙的估计频偏的平均值作为频偏残差。
10.如权利要求9所述的装置，其特征在于，所述相位差计算模块用于：
分时隙计算每间隔预设数量符号的相位差PhaseDiff(t,Rx)：
其中，RxData2(t,l,Rx)＝RxDataFoc(t,l,Rx)·conj(TxData(t,l))，RxData2(t,l,Rx)为重构的发端数据符号TxData(t,l)和频偏预补偿后的频域数据RxDataFoc(t,l,Rx)的共轭点乘结果，t是时隙索引，l、 l'是每个时隙中7个符号的索引，Rx是接收天线索引，M为预设数量；
所述估计频偏模块，具体用于：根据所述相位差，计算得到各时隙的估计频偏FreqEst(t,Rx)：
其中angle(·)是计算复数相位角的函数，以弧度为单位。
11.如权利要求9所述的装置，其特征在于，所述预设数量为3。
12.如权利要求9所述的装置，其特征在于，所述频偏残差计算单元具体用于：对所述预测控制信息比特依次进行与所述译码过程逆向的编码、协议预设的编码调制以及加扰，得到重构的发端数据符号，根据重构的发端数据符号和频偏预补偿后的所述频域数据计算频偏残差。
13.如权利要求9或10所述的装置，其特征在于，所述预补偿单元具体用于：获取上行子帧中各天线接收到的用户UE的频域数据和各天线历史频偏值，根据各天线历史频偏值的平均值对所述频域数据进行频偏预补偿；
所述译码单元，具体用于将频偏预补偿后的各天线接收的所属频域数据和发端重构数据计算相关后的结果进行天线合并，选择相关值最大对应的译码结果作为预测控制信息比特。
14.如权利要求9所述的装置，其特征在于，所述频偏残差计算模块具体用于：将根据各天线接收的所述频域数据而得到的各时隙的估计频偏做平均值作为频偏残差。
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