CN106787892A - 一种单相三电平逆变电路及其pwm信号的发生方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种单相三电平逆变电路，包括与输入直流电压正极端连接的直流母线功率开关S1，直流母线功率开关S1还与中点电位输出电路、单相全桥电路连接，中点电位输出电路、单相全桥电路均与输入直流电压负极端连接，单相全桥电路还依次连接有LC滤波电路、负载或电网。本发明还公开了上述功率开关的PWM信号的发生方法。本发明三电平逆变电路开关数量少，硬件成本低；由于输出三种不同电平，在相同输出电流谐波含量或电压谐波含量前提下，使得滤波电感L值减小，所以硬件成本增加并不明显，但功率密度却得到大幅提升，同时既可以工作在有源逆变模式，也可以工作在无源逆变模式，用于中点电位输出的电容电压可以自动均压，控制相对简单。

Description

一种单相三电平逆变电路及其PWM信号的发生方法

技术领域

本发明属于电力电子技术领域，涉及一种单相三电平逆变电路，还涉及上述电路中开关管的PWM信号的发生方法。

背景技术

随着石油、煤、天然气等化石能源的不断消耗，能源问题日渐突出，包括新能源发电在内的微电网技术得到了快速发展。对于单相微电网而言，单相逆变电路是必不可少的核心设备之一。逆变过程包括有源逆变模式和无源逆变模式，其中，有源逆变模式连接单相电网，即并网运行，将直流能量通过逆变电路进行变换后输送给电网，实现并网电流谐波含量满足国标要求；无源逆变模式通常连接负载，即离网运行，将直流能量通过逆变电路进行变换后给负载供电，实现负载电压谐波含量满足国标要求。单相全桥逆变电路具有很好的性价比，在已存在的功率电路中得到了广泛的应用，由于该电路输出两个电平，采用通常的LC滤波器进行滤波时，需要较大的L电感值才能满足并网运行时电流谐波含量或离网运行时电压谐波含量的国标要求。相同开关频率下，若达到相同的滤波效果，则三电平逆变电路由于输出三个电平，所以可以适当减小滤波电感L值，利于减小电力电子装置体积、重量，提高功率密度。常用的三电平逆变电路有二极管箝位型、飞跨电容型和级联型三电平逆变电路等，这些逆变电路使用的开关管都较多，硬件成本压力大，同时需要复杂的控制算法来维持中点电位平衡。

发明内容

本发明的目的是提供一种单相三电平逆变电路，使用尽可能少的开关元件实现三电平逆变的同时，选择用一种新的电路方式来实现中点电压平衡。

本发明的另一个目的是提供上述电路中开关管的PWM信号的发生方法。

本发明所采用的第一种技术方案是，一种单相三电平逆变电路，包括与输入直流电压正极端连接的直流母线功率开关S1，直流母线功率开关S1还与中点电位输出电路、单相全桥电路连接，中点电位输出电路、单相全桥电路均与输入直流电压负极端连接，单相全桥电路还依次连接有LC滤波电路、负载或电网。

本发明第一种技术方案的特点还在于：

直流母线功率开关S1的集电极或者漏极与所述输入直流电压正极端连接，直流母线功率开关S1的发射极或者源极作为一个公共连接端A，公共连接端A与所述中点电位输出电路、所述单相全桥电路连接。

中点电位输出电路包括直流电解电容C1，直流电解电容C1的正极同时与公共连接端A、二极管D3阴极相连，直流电解电容C1的负极同时与二极管D1阳极、二极管D2阴极相连，二极管D1的阴极同时与直流电解电容C2正极、二极管D3阳极相连，直流电解电容C2的负极同时与二极管D2阳极、输入直流电压的负极端相连。

本发明所采用的第二种技术方案是：单相三电平逆变电路中功率开关的PWM信号的发生方法，具体为：

正弦调制波信号D为低频的正弦信号，载波V2是0到1间变化的高频等腰三角载波，载波V2的频率远高于正弦调制波信号D的频率，载波V1是在载波V2基础上向上平移幅值1而得到的，即载波V1是与载波V2同频同相的高频等腰三角载波；

正弦调制波信号D的幅值E决定了逆变器工作在三电平模式或是两电平模式，幅值E与幅值1通过比较器1进行比较得到信号F，当幅值E是1～2范围内的某个值时，比较器1的输出信号F为0，此时逆变器工作在三电平模式；当幅值E小于1时，比较器1的输出信号F为1，逆变器工作在两电平模式；

正弦调制波信号D与0通过比较器2进行比较得到信号G，当正弦调制波信号D大于等于0时，比较器2的输出信号G为1，反之，比较器2的输出信号G为0；

正弦调制波信号D进行取绝对值处理后得到信号K，信号K与载波V1通过比较器3进行比较得到输出信号H，当信号K大于等于载波V1时，比较器3的输出信号H为1，反之，输出信号H为0；

信号K与载波V2通过比较器4进行比较得到输出信号I，当正弦调制波信号D大于等于载波V2时，比较器4的输出信号I为1，反之，比较器4的输出信号I为0；

比较器1的输出信号F与比较器3的输出信号H通过逻辑或门后，得到功率开关S1的PWM控制信号；

比较器2的输出信号G与比较器4的输出信号I通过逻辑与门后，得到功率开关S2的PWM控制信号；

比较器2的输出信号G通过逻辑非门后，得到信号J，信号J作为功率开关S3的PWM控制信号；

信号J与比较器4的输出信号I通过逻辑与门后，得到功率开关S4的PWM控制信号；

比较器2的输出信号G作为功率开关S5的PWM控制信号。

本发明的有益效果是：本发明一种单相三电平逆变电路与普通三电平逆变电路相比，新型三电平逆变电路开关数量少，硬件成本低；与传统单相全桥逆变电路相比，多了一个开关和三个二极管，由于输出三种不同电平，在相同输出电流谐波含量或电压谐波含量前提下，使得滤波电感L值减小，所以硬件成本增加并不明显，但功率密度却得到大幅提升，同时它既可以工作在有源逆变模式，也可以工作在无源逆变模式，用于中点电位输出的电容电压可以自动均压，控制相对简单。

附图说明

图1是本发明单相三电平逆变电路图；

图2是本发明逆变器工作在低频正弦信号正半周期输出满压时电路工作状态图；

图3是本发明逆变器工作在低频正弦信号正半周期输出半压时电路工作状态图；

图4是本发明逆变器工作在低频正弦信号正半周期输出零压时电路工作状态图；

图5是本发明逆变器工作在低频正弦信号负半周期输出满压时电路工作状态图；

图6是本发明逆变器工作在低频正弦信号负半周期输出半压时电路工作状态图；

图7是本发明逆变器工作在低频正弦信号负半周期输出零压时电路工作状态图；

图8是本发明中S1、S2、S3、S4和S5五个功率开关的脉冲宽度调制(PWM)信号发生方法框图；

图9是本发明逆变器工作在三电平模式时各个信号的波形图；

图10是本发明逆变器工作在两电平模式时各个信号的波形图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。

本发明一种单相三电平逆变电路，结构如图1所示，包括与输入直流电压正极端连接的直流母线功率开关S1(如图1中虚线框1所示)，直流母线功率开关S1还与中点电位输出电路(如图1中虚线框2所示)、单相全桥电路(如图1中虚线框3所示)连接，中点电位输出电路、单相全桥电路均与输入直流电压负极端连接，单相全桥电路还依次连接有LC滤波电路(如图1中虚线框4所示)、负载或电网。

直流母线功率开关S1的集电极(对于IGBT开关)或者漏极(对于MOSFET开关)与输入直流电压正极端连接，直流母线功率开关S1的发射极(对于IGBT开关)或者源极(对于MOSFET开关)作为一个公共连接端A，公共连接端A与中点电位输出电路、单相全桥电路连接。

中点电位输出电路包括直流电解电容C1，直流电解电容C1的正极同时与公共连接端A、二极管D3阴极相连，直流电解电容C1的负极同时与二极管D1阳极、二极管D2阴极相连，二极管D1的阴极同时与直流电解电容C2正极、二极管D3阳极相连，直流电解电容C2的负极同时与二极管D2阳极、输入直流电压的负极端相连。

单相全桥电路，是传统的单相全桥电路，它由2个桥路组成，第1桥路由上桥臂功率开关S2和下桥臂功率开关S3组成，第2桥路由上桥臂功率开关S4和下桥臂功率开关S5组成。公共连接端A同时连接两个上桥臂功率开关S2和S4的集电极(对于IGBT)或漏极(对于MOSFET)。输入直流电压负极端同时连接下桥臂功率开关S3和S5的发射极(对于IGBT)或源极(对于MOSFET)。第1桥路的上桥臂功率开关S2的发射极(对于IGBT)或源极(对于MOSFET)和下桥臂功率开关S3的集电极(对于IGBT)或漏极(对于MOSFET)相连，连接点作为第1桥路的输出端B。第2桥路的上桥臂功率开关S4的发射极(对于IGBT)或源极(对于MOSFET)和下桥臂功率开关S5的集电极(对于IGBT)或漏极(对于MOSFET)相连，连接点作为第2桥路的输出端X。

上述S1、S2、S3、S4、S5均为带有反并联二极管的功率开关，可以是绝缘栅双极型晶体管IGBT或功率MOSFET。

LC滤波电路，第1桥路的输出端B连接交流滤波电感L的一端，交流滤波电感L的另一端同时连接交流滤波电容的一端和负载的一端或电网的火线。第2桥路的输出端X同时连接交流滤波电容的另一端和负载的另一端或电网的零线。

本发明单相三电平逆变电路包括三电平工作模式和两电平工作模式，三电平工作模式是本发明的要点，两电平工作模式与传统工作模式相同，因此在此仅叙述三电平工作模式对应的具体电路工作状态如下：

1)当逆变器工作在低频信号的正半周期输出满压时，功率开关S1、S2、S5导通，S3、S4关断，此时电路工作状态如图2所示。由于功率开关S1导通，所以输入直流电压到达公共连接端A，为等价串联的直流电解电容C1、C2充电，此时D1正向导通，二极管D2和D3反向截止，于是直流电解电容C1、C2的电压分别等于输入直流电压的一半。同时输入直流电压经过功率开关S1、S2和S5加到输出BX两端，所以BX端的输出电压等于正的输入直流电压，即为正的满压输出。BX端的输出电压经过LC滤波后，为负载供电或把能量输送给电网，电流流动方向如图中虚线的箭头所示。

2)当逆变器工作在低频信号的正半周期输出半压时，功率开关S2、S5导通，S1、S3、S4关断，此时电路工作状态如图3所示。二极管D2、D3正向导通，D1反向截止，直流电解电容C1和C2等价并联进行放电，电容电压通过功率开关S2、S5加到BX输出端，由于电容电压等于输入直流电压的一半，所以BX端的输出电压等于输入直流电压的一半，即为正的半压输出。BX端的输出电压经过LC滤波后，为负载供电或把能量输送给电网，电流流动方向如图中虚线的箭头所示。

3)当逆变器工作在低频信号的正半周期输出零电压时，只有功率开关S5导通，S1、S2、S3、S4关断，此时电路工作状态如图4所示。电路电流经过功率开关S5、功率开关S3的反并联二极管、LC滤波电路，到达负载或电网，所以第1桥路的输出端B由于功率开关S3的反并联二极管导通，使得B端电压为输入直流电压的负端电压。第2桥路的输出端X由于功率开关S5导通，使得X端电压也为输入直流电压的负端电压，所以BX两端的输出电压为零。

4)当逆变器工作在低频信号的负半周期输出满压时，功率开关S1、S3、S4导通，S2、S5关断，此时电路工作状态如图5所示。由于功率开关S1导通，所以输入直流电压到达公共连接端A，为等价串联的直流电解电容C1、C2充电，此时D1正向导通，二极管D2和D3反向截止，于是直流电解电容C1、C2的电压分别等于输入直流电压的一半。同时输入直流电压经过功率开关S1、S4和S3加到输出XB两端，所以BX端的输出电压等于负的输入直流电压，即为负的满压输出。BX端的输出电压经过LC滤波后，为负载供电或把能量输送给电网，电流流动方向如图中虚线的箭头所示。

5)当逆变器工作在低频信号的负半周期输出半压时，功率开关S3、S4导通，S1、S2、S5关断，此时电路工作状态如图6所示。二极管D2、D3正向导通，D1反向截止，直流电解电容C1和C2等价并联进行放电，电容电压通过功率开关S4、S3加到XB输出端，由于电容电压等于输入直流电压的一半，所以BX端的输出电压等于负的输入直流电压的一半，即为负的半压输出。BX端的输出电压经过LC滤波后，为负载供电或把能量输送给电网，电流流动方向如图中虚线的箭头所示。

6)当逆变器工作在低频信号的负半周期输出零压时，只有功率开关S3导通，S1、S2、S4、S5关断，此时电路工作状态如图7所示。电路电流经过功率开关S3、功率开关S5的反并联二极管、LC滤波电路，到达负载或电网，所以第1桥路的输出端B由于功率开关S3导通，使得B端电压为输入直流电压的负端电压。第2桥路的输出端X由于功率开关S5的反并联二极管导通，使得X端电压也为输入直流电压的负端电压，所以BX两端的输出电压为零。

对应上述的单相三电平逆变电路工作状态，驱动S1、S2、S3、S4和S5五个功率开关的脉冲宽度调制(PWM)信号发生方法如图8所示，具体说明如下：

正弦调制波信号D为低频的正弦信号(例如50Hz)，载波V2是0到1间变化的高频等腰三角载波，其频率远高于正弦调制波信号D的频率，例如选择其频率在10kHz～20kHz范围。载波V1是在载波V2基础上向上平移幅值1而得到的，即载波V1是与载波V2同频同相的高频等腰三角载波，但大小是在1到2间进行变化。

正弦调制波信号D的幅值E决定了逆变器工作在三电平模式或是两电平模式。幅值E与幅值1通过比较器1进行比较得到信号F。当幅值E是1～2范围内的某个值时，比较器1的输出信号F为0，此时逆变器工作在三电平模式。当幅值E小于1时，比较器1的输出信号F为1，逆变器工作在两电平模式。

正弦调制波信号D与0通过比较器2进行比较得到信号G。当正弦调制波信号D大于等于0时，比较器2的输出信号G为1，反之，比较器2的输出信号G为0；

正弦调制波信号D进行取绝对值处理后得到信号K，信号K与载波V1通过比较器3进行比较得到输出信号H。当信号K大于等于载波V1时，比较器3的输出信号H为1，反之，输出信号H为0；

信号K与载波V2通过比较器4进行比较得到输出信号I，当正弦调制波信号D大于等于载波V2时，比较器4的输出信号I为1，反之，比较器4的输出信号I为0。

比较器1的输出信号F与比较器3的输出信号H通过逻辑或门后，得到功率开关S1的PWM控制信号；比较器2的输出信号G与比较器4的输出信号I通过逻辑与门后，得到功率开关S2的PWM控制信号；比较器2的输出信号G通过逻辑非门后，得到信号J，信号J作为功率开关S3的PWM控制信号；信号J与比较器4的输出信号I通过逻辑与门后，得到功率开关S4的PWM控制信号；比较器2的输出信号G作为功率开关S5的PWM控制信号。

当逆变器工作在三电平模式时，比较器1的输出信号F为0，功率开关S1的开通与关断由比较器3的输出信号H决定，此时各个信号的波形例子如图9所示。

当逆变器工作在两电平模式时，比较器1的输出信号F为1，功率开关S1一直导通，逆变器退化为普通的单相桥式逆变电路，此时各个信号的波形例子如图10所示。

本发明一种单相三电平逆变电路与普通三电平逆变电路相比，新型三电平逆变电路开关数量少，硬件成本低；与传统单相全桥逆变电路相比，多了一个开关和三个二极管，由于输出三种不同电平，在相同输出电流谐波含量或电压谐波含量前提下，使得滤波电感L值减小，所以硬件成本增加并不明显，但功率密度却得到大幅提升，同时它既可以工作在有源逆变模式，也可以工作在无源逆变模式，用于中点电位输出的电容电压可以自动均压，控制相对简单。

Claims (4)

1.一种单相三电平逆变电路，其特征在于，包括与输入直流电压正极端连接的直流母线功率开关S1，直流母线功率开关S1还与中点电位输出电路、单相全桥电路连接，中点电位输出电路、单相全桥电路均与输入直流电压负极端连接，单相全桥电路还依次连接有LC滤波电路、负载或电网。

2.根据权利要求1所述的一种单相三电平逆变电路，其特征在于，所述直流母线功率开关S1的集电极或者漏极与所述输入直流电压正极端连接，直流母线功率开关S1的发射极或者源极作为一个公共连接端A，公共连接端A与所述中点电位输出电路、所述单相全桥电路连接。

3.根据权利要求2所述的一种单相三电平逆变电路，其特征在于，所述中点电位输出电路包括直流电解电容C1，直流电解电容C1的正极同时与所述公共连接端A、二极管D3阴极相连，直流电解电容C1的负极同时与二极管D1阳极、二极管D2阴极相连，二极管D1的阴极同时与直流电解电容C2正极、二极管D3阳极相连，直流电解电容C2的负极同时与二极管D2阳极、所述输入直流电压的负极端相连。

4.单相三电平逆变电路中功率开关的PWM信号的发生方法，其特征在于，具体为：

正弦调制波信号D为低频的正弦信号，载波V2是0到1间变化的高频等腰三角载波，载波V2的频率远高于正弦调制波信号D的频率，载波V1是在载波V2基础上向上平移幅值1而得到的，即载波V1是与载波V2同频同相的高频等腰三角载波；

正弦调制波信号D的幅值E决定了逆变器工作在三电平模式或是两电平模式，幅值E与幅值1通过比较器1进行比较得到信号F，当幅值E是1～2范围内的某个值时，比较器1的输出信号F为0，此时逆变器工作在三电平模式；当幅值E小于1时，比较器1的输出信号F为1，逆变器工作在两电平模式；

正弦调制波信号D与0通过比较器2进行比较得到信号G，当正弦调制波信号D大于等于0时，比较器2的输出信号G为1，反之，比较器2的输出信号G为0；

正弦调制波信号D进行取绝对值处理后得到信号K，信号K与载波V1通过比较器3进行比较得到输出信号H，当信号K大于等于载波V1时，比较器3的输出信号H为1，反之，输出信号H为0；

信号K与载波V2通过比较器4进行比较得到输出信号I，当正弦调制波信号D大于等于载波V2时，比较器4的输出信号I为1，反之，比较器4的输出信号I为0；

比较器1的输出信号F与比较器3的输出信号H通过逻辑或门后，得到功率开关S1的PWM控制信号；

比较器2的输出信号G与比较器4的输出信号I通过逻辑与门后，得到功率开关S2的PWM控制信号；

比较器2的输出信号G通过逻辑非门后，得到信号J，信号J作为功率开关S3的PWM控制信号；

信号J与比较器4的输出信号I通过逻辑与门后，得到功率开关S4的PWM控制信号；

比较器2的输出信号G作为功率开关S5的PWM控制信号。