CN106787775B - 一种双向直流转换器及其控制方法 - Google Patents

一种双向直流转换器及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种双向直流转换器及其控制方法，该双向直流转换器包括变压器T1、第一桥式电路、第三磁性元件、第一电源、第一磁性元件、第二桥式电路、第二磁性元件、第二电源、以及分别与第一桥式电路、第二桥式电路连接的主控电路。本发明的双向直流转换器通过检测判断第一电源与第二电源两端的电压状态，进而控制双向直流转换器以第一直流模式或第二直流模式工作，实现了能量的双向传输，改善了电路的效率，设计成本低、占用空间小、有利于提升双向直流电源的功率密度，减轻了电源的重量，为双向直流电源向模块化、小型化设计提供了可行性的指导方向。

Description

一种双向直流转换器及其控制方法
技术领域
本发明涉及电源的技术领域，更具体地说，涉及一种双向直流转换器及其控制方法。
背景技术
双向直流转换器(BDC,Bi-directional DC-DC Converter)，顾名思义，可以实现能量的双向传输，即变换器两端分时互为“源”和“载”。“源”和“载”是可以互换的，也就是说根据需要能量可以在两个方向上传输。本发明所研究的双向直流变换器属于电流双向变换器，即可以实现电流的双向流动，不能改变电压的极性，也就是说，在电压和电流为坐标的平面内，仅电流可正可负，变换器工作在第一和第二象限。因此，双向直流变换器的主要作用就是在保持变换器两端的直流电压极性不变的情况下，根据需要自由调节输入输出电流的方向，从而改变了功率流的方向，实现了“源”和“载”的互换。传统的双向直流转换器分为隔离与非隔离，非隔离双向直流转换器有Buck、Boost、Buck/Boost和在其基础上派生出来的Cuk、Zeta、Sepic是六种最简单的不隔离的单向直流变换器，只要在其开关管上反并二极管，在二极管上反并开关管，就可构成4种双向直流变换器，它们都能实现能量的双向流动。由于没有升压变压器T1，不隔离型的双向直流变换器结构比较简单，但是输入输出电压比受到了限制，并且不能传输较大的功率。因此不隔离型的双向直流变换器不能用在电压传输比很大的场合或要求电气隔离的场合以及大功率场合。隔离型双向直流变换器是在隔离型单向直流变换器主电路的开关管上反并二极管、在二极管上反并开关管构成，主要有反激式、正激式、正反激式、推挽型、半桥和桥式等隔离型双向直流变换器，由于变压器T1的存在使得隔离型双向直流变换器可以应用在电压传输比较大，高功率，但隔离型双向直流变换器结构较复杂，且大部分的拓扑都是处在硬开关的条件下，电路工作时的开关损耗加大，发热严重，不利于提高双向直流转换器的功率密度。
发明内容
本发明要解决的技术问题在于，针对现有技术的上述缺陷，提供一种双向直流转换器及其控制方法。
本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：构造一种双向直流转换器包括变压器T1，所述变压器T1包括第一绕组N1、第二绕组N2和第三绕组N3；与所述变压器T1的第一绕组N1一端连接的第一桥式电路、与所述第一桥式电路连接的第三磁性元件、与所述第三磁性元件连接的第一电源、连接在所述第一桥式电路与所述第一绕组另一端的第一磁性元件；连接在所述第一桥式电路与所述第一绕组N1的另一端的第二桥式电路、与所述第二绕组N2和所述第三绕组N3之间的节点连接的第二磁性元件、以及分别与所述第二桥式电路、所述第二磁性元件连接的第二电源；
还包括分别与所述第一桥式电路、所述第二桥式电路连接的主控电路；
所述双向直流转换器包括第一直流模式和第二直流模式；
所述第一直流模式，为当所述主控电路检测到所述第二电源有电能输出需求时，所述主控电路控制所述第三磁性元件被短路，使所述第一桥式电路与所述第一磁性元件、所述变压器T1的第一绕组N1形成移相全桥电路，所述第二桥式电路形成第一同步整流电路；所述第二磁性元件用于储存所述变压器T1的第二绕组N2和第三绕组N3产生的电能，并在预设死区时间内向与所述第二电源连接的负载供电；
所述第二直流模式，为当所述主控电路检测到所述第一电源有输出电能需求时，所述主控电路控制所述第一磁性元件被短路，使所述第二桥式电路与所述第二磁性元件、所述变压器T1的第二绕组N2和第三绕组N3形成电流型推挽升压电路，所述第一桥式电路形成第二同步整流电路，所述第二磁性元件将所述第二电源输出的电能经所述电流型推挽升压电路升压后，输出至所述第二同步整流电路，所述第三磁性元件用于储存所述变压器T1的第一绕组N1产生的电能，并在所述变压器T1的第二绕组N2和第三绕组N3预设短路的死区时间内向与所述第一电源连接的负载供电。
在本发明所述的双向直流转换器中，优选地，还包括第一选择开关电路和第二选择开关电路；所述第一选择开关电路连接在所述第一磁性元件与所述主控电路之间，用于根据所述主控制电路导通或断开以控制所述第一磁性元件导通或截止；所述第二选择开关电路连接在所述第三磁性元件与所述主控电路之间，用于根据所述主控电路导通或断开以控制所述第三磁性元件导通或截止。
在本发明所述的双向直流转换器中，优选地，所述第一磁性元件、所述第二磁性元件以及所述第三磁性元件为电感；其中所述第一磁性元件为移相全桥谐振电感L1，所述第二磁性元件为储能电感L2，所述第三磁性元件为续流电感L3。
在本发明所述的双向直流转换器中，优选地，所述第一直流模式为同步降压模式，所述第二直流模式为同步升压模式。
在本发明所述的双向直流转换器中，优选地，所述第一桥式电路包括第一场效应管Q1、第二场效应管Q2、第三场效应管Q3、第四场效应管Q4、第一谐振电容C1、第二谐振电容C2、第三谐振电容C3、第四谐振电容C4、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3以及第四二极管D4；
若所述双向直流转换器工作在第一直流模式，所述主控电路控制所述第一选择开关电路断开使所述移相全桥谐振电感L1导通，所述主控电路控制所述第二选择开关电路导通使所述续流电感L3被短路；所述第一桥式电路实现移相全桥并在所述预设周期内包括移相全桥工作状态一、移相全桥工作状态二、移相全桥工作状态三、移相全桥工作状态四、移相全桥工作状态五、移相全桥工作状态六、移相全桥工作状态七、移相全桥工作状态八、移相全桥工作状态九、移相全桥工作状态十、移相全桥工作状态十一以及移相全桥工作状态十二；
所述移相全桥工作状态一为所述预设周期的正半周期功率输出状态；当为所述移相全桥工作状态一时，所述第一场效应管Q1与所述第四场效应管Q4同时导通，所述第二场效应管Q2与所述第三场效应管Q3同时截止，所述移相全桥谐振电感L1与所述变压器T1的第一绕组N1串联，所述第一二极管D1、所述第二二极管D2、所述第三二极管D3以及所述第四二极管D4同时不导通，所述第一电源输出的电流经所述第一场效应管Q1后、经所述移相全桥谐振电感L1及所述变压器T1的第一绕组N1，经所述第四场效应管Q4回到所述第一电源的负极，所述第二谐振电容C2充电，所述第三谐振电容C3充电，所述变压器T1的第一绕组N1向所述变压器T1的第二绕组N2输出电能；
所述移相全桥工作状态二为所述预设周期的正半周期超前臂谐振状态；当为所述移相全桥工作状态二时，所述第一场效应管Q1、所述第二场效应管Q2以及所述第三场效应管Q3截止，所述第四场效应管Q4导通，所述第一二极管D1、所述第二二极管D2、所述第三二极管D3以及所述第四二极管D4不导通，所述变压器T1的第一绕组N1与所述移相全桥谐振电感L1、以及所述第二电容C2形成所述预设周期的正半周期超前臂谐振；所述第一电源输出的电流经所述第一谐振电容C1后、经所述移相全桥谐振电感L1至所述变压器T1的第一绕组N1，经所述第四场效应管Q4回到所述第一电源的负极；所述第二谐振电容C2放电，所述第三谐振电容C3充电，所述变压器T1的第一绕组N1向所述变压器T1的第二绕组N2输出电能；
所述移相全桥工作状态三为所述预设周期的正半周期的原边电流钳位续流状态；当为所述移相全桥工作状态三时，所述第一场效应管Q1、所述第二场效应管Q2以及所述第三场效应管Q3截止，所述第四场效应管Q4导通，所述第二谐振电容C2放电完毕，所述第二二极管D2自然导通，所述变压器T1的第一绕组N1与所述移相全桥谐振电感L1以及所述第二二极管D2对所述变压器T1的原边电流在所述预设周期的正半周期内进行钳位续流；所述变压器T1的第一绕组N1向所述变压器T1的第二绕组N2输出电能；
所述移相全桥工作状态四为所述预设周期的正半周期的滞后臂谐振状态；当为所述移相全桥工作状态四时，所述第一场效应管Q1、所述第三场效应管Q3以及所述第四场效应管Q4截止，所述第二场效应管Q2、所述第二二极管D2导通，所述变压器T1的第一绕组N1与所述移相全桥谐振电感L1、所述第二二极管D2、所述第三谐振电容C3、所述第四谐振电容C4形成所述预设周期的正半周期滞后臂谐振；所述第三谐振电容C3放电，所述第四谐振电容C4充电，所述变压器T1的第一绕组N1的正向电流迅速减小；
所述移相全桥工作状态五为所述预设周期的正半周期内向电网馈能状态；当为所述移相全桥工作状态五时，所述第二场效应管Q2、所述第二二极管D2、所述第三谐振电容C3放电完毕，所述第三二极管D3自然导通，所述第一场效应管Q1、所述第三场效应管Q3以及所述第四场效应管Q4截止，所述移相全桥谐振电感L1经所述变压器T1的第一绕组N1向电网馈能，停止向所述变压器T1的第二绕组N2输出电能；
所述移相全桥工作状态六为所述预设周期内所述变压器T1的原边电流从0反向增大的状态；当为所述移相全桥工作状态六时，所述第一场效应管Q1与所述第四场效应管Q4截止，所述第二场效应管Q2、所述第三场效应管Q3导通，经所述变压器T1的第一绕组N1和所述移相全桥谐振电感L1的原边电流从0反向迅速增大；
所述移相全桥工作状态七为所述预设周期的负半周期的功率输出状态；当为所述移相全桥工作状态七时，所述第二场效应管Q2与所述第三场效应管Q3导通，所述第一场效应管Q1与所述第四场效应管Q4截止，所述移相全桥谐振电感L1与所述变压器T1的第一绕组N1串联，所述第一二极管D1、所述第二二极管D2、所述第三二极管D3以及所述第四二极管D4同时不导通，所述第一电源输出的电流经所述第三场效应管Q3后、经所述变压器T1的第一绕组N1至所述移相全桥谐振电感L1，经所述第二场效应管Q2回到所述第一电源的负极，所述第一谐振电容C1充电，所述第四谐振电容C4充电，所述变压器T1的第一绕组N1向所述变压器T1的第三绕组N3输出电能；
所述移相全桥工作状态八为所述预设周期的负半周期超前臂谐振状态；当为所述移相全桥工作状态八时，所述第一场效应管Q1、所述第二场效应管Q2、所述第四场效应管Q4截止，所述第三场效应管Q3导通，所述第一二极管D1、所述第二二极管D2、所述第三二极管D3、所述第四二极管D4截止，所述变压器T1的第一绕组N1与所述移相全桥谐振电感L1、以及所述第二谐振电容C2形成所述预设周期的负半周期超前臂谐振；所述第一电源输出的电流经所述第三场效应管Q3后、经所述移相全桥谐振电感L1至所述变压器T1的第一绕组N1，经所述第二谐振电容C2回到所述第一电源的负极；此时所述第一谐振电容C1开始放电，所述第四谐振电容C4充电，所述变压器T1的第一绕组N1向所述变压器T1的第三绕组N3输出电能；
所述移相全桥工作状态九为所述预设周期的负半周期的原边电流钳位续流状态；当为所述移相全桥工作状态九时，所述第一场效应管Q1、所述第二场效应管Q2以及所述第四场效应管Q4截止，所述第三场效应管Q3导通、所述第一谐振电容C1放电完毕，所述第一二极管D1自然导通，所述变压器T1的第一绕组N1与所述移相全桥谐振电感L1以及所述第一二极管D1对所述变压器T1的原边电流在所述预设周期的负半周期内进行钳位续流；所述变压器T1的第一绕组N1向所述变压器T1的第三绕组N3输出电能；
所述移相全桥工作状态十为所述预设周期的负半周期滞后臂谐振状态；当为所述移相全桥工作状态十时，所述第二场效应管Q2、所述第三场效应管Q3以及所述第四场效应管Q4截止，所述第一场效应管Q1、所述第一二极管D1导通，所述变压器T1的第一绕组N1与所述移相全桥谐振电感L1、所述第一二极管D2、所述第三谐振电容C3、所述第四谐振电容C4形成所述预设周期的负半周期滞后臂谐振；所述第四谐振电容C4放电，所述第三谐振电容C3充电，所述变压器T1的第一绕组N1反向电流迅速减小；
所述移相全桥工作状态十一为所述预设周期内的负半周期内向所述电网反向馈能状态；当为所述移相全桥工作状态十一时，所述第一场效应管Q1、所述第一二极管D1导通，所述第四谐振电容C4放电完毕，所述第四二极管D4自然导通，所述第二场效应管Q2、所述第三场效应管Q3、所述第四场效应管Q4截止，所述移相全桥谐振电感L1经所述变压器T1的第一绕组N1向所述电网反向馈能；停止向所述变压器T1的第三绕组N3输出电能；
所述移相全桥工作状态十二为所述预设周期内所述变压器T1的原边电流从0正向增大的状态；当为所述移相全桥工作状态十二时，所述第一场效应管Q1、所述第四场效应管Q4导通，所述第二场效应管Q2、所述第三场效应管Q3截止，经所述变压器T1的第一绕组N1和所述移相全桥谐振电感L1的原边电流从0正向迅速增大；
若所述双向直流转换器工作在第二直流模式，所述主控电路控制所述第一选择开关电路导通使所述移相全桥谐振电感L1被短路，所述主控电路控制所述第二开关电路断开使所述续流电感L3导通；所述第一桥式电路实现同步整流并在所述预设周期内包括第二同步整流工作状态一、第二同步整流工作状态二、第二同步整流工作状态三以及第二同步整流工作状态四；
当为所述第二同步整流工作状态一时，所述第一场效应管Q1、所述第四场效应管Q4导通，所述第三场效应管Q2、所述第三场效应管Q3截止，所述续流电感L3储存电能，所述变压器T1的第一绕组N1将所述变压器T1的第二绕组N2传输的电能经所述第一场效应管Q1、所述第四场效应管Q4及所述续流电感L3向与所述第一电源连接的负载供电；
当为所述第二同步整流工作状态二时，所述第一场效应管Q1、所述第二场效应管Q2、所述第三场效应管Q3以及所述第四场效应管Q4截止，所述变压器T1的第二绕组N2、所述变压器T1的第三绕组N3、所述变压器T1的第一绕组N1处于短路状态，所述续流电感L3将在所述第二同步整流工作状态一储存的电能释放进行续流，经所述第一场效应管Q1、所述第二场效应管Q2、所述第三场效应管Q3以及所述第四场效应管Q4的体二极管向与所述第一电源连接的负载供电；
当为所述第二同步整流工作状态三时，所述第二场效应管Q2、所述第三场效应管Q3导通，所述第一场效应管Q1、所述第四场效应管Q4截止，所述续流电感L3储存电能，所述变压器T1的第一绕组N1将所述变压器T1的第三绕组N3传输的电能经所述第二场效应管Q2、所述第三场效应管Q3及所述续流电感L3给与所述第一电源连接的负载供电；
当为所述第二同步整流工作状态四时，所述第一场效应管Q1、所述第二场效应管Q2、所述第三场效应管Q3以及所述第四场效应管Q4截止，所述变压器T1的第二绕组N2、所述变压器T1的第三绕组N3、所述变压器T1的第一绕组N1处于短路状态，所述续流电感L3将在所述第二同步整流工作状态三储存的电能释放进行续流，经所述第一场效应管Q1、所述第二场效应管Q2、所述第三场效应管Q3以及所述第四场效应管Q4的体二极管向与所述第一电源连接的负载供电。
在本发明所述的双向直流转换器中，优选地，所述第二桥式电路包括第六场效应管Q6和第七场效应管Q7；
若所述双向直流转换器工作在第一直流模式时，所述第二桥式电路实现同步整流，并在所述预设周期内包括第一同步整流工作状态一、第一同步整流工作状态二、第一同步整流工作状态三、第一同步整流工作状态四、第一同步整流工作状态五以及第一同步整流工作状态六；
当为第一同步整流工作状态一时，所述变压器T1的第二绕组N1、所述第六场效应管Q6导通，所述第七场效应管Q7截止，所述变压器T1的第二绕组N2接收所述变压器T1的第一绕组N1在预设周期的正半周期内输出的电能经所述第六场效应管Q6向与所述第二电源连接的负载供电，所述储能电感L2储存电能；
当为第一同步整流工作状态二时，所述第六场效应管Q6、所述第七场效应管Q7截止，所述变压器T1的第一绕组N1停止向所述变压器T1的第二绕组N2提供电能，所述储能电感L2将在所述第一同步整流工作状态一中储存的电能释放进行续流，经所述第六场效应管Q6的体二极管向与所述第二电源连接的负载供电；
当为第一同步整流工作状态三时，所述第六场效应管Q6、所述第七场效应管Q7截止，所述变压器T1的第一绕组N1停止向所述变压器T1的第二绕组N2提供电能，所述储能电感L2继续续流，电流流经所述第六场效应管Q6与所述第七场效应管Q7的体二极管向与所述第二电源连接的负载供电；
当为第一同步整流工作状态四时，所述第六场效应管Q6截止，所述变压器T1的第三绕组N3与所述第七场效应管Q7导通，所述变压器T1的第三绕组N2接收所述变压器T1的第一绕组N1在预设周期的负半周期内输出的电能，经所述第七场效应管Q7向与所述第二电源连接的负载供电，所述储能电感L2储存电能；
当为第一同步整流工作状态五时，所述第六场效应管Q6截止，所述第七场效应管Q7截止，所述变压器T1的第一绕组N1停止向所述变压器T1的第三绕组N3提供电能，所述储能电感L2将在所述第一同步整流工作状态四中储存的电能释放进行续流经所述第七场效应管Q7的体二极管向与所述第二电源连接的负载供电；
当为第一同步整流工作状态六时，所述第六场效应管Q6、所述第七场效应管Q7截止，所述变压器T1的第一绕组N1停止向所述变压器T1的第三绕组N3提供电能，所述储能电感L2继续续流，电流经所述第六场效应管Q6与所述第七场效应管Q7的体二极管向与所述第二电源连接的负载供电；
若所述双向直流转换器工作在第二直流模式，所述第二桥式电路实现电流型推挽升压，包括电流型推挽工作状态一、电流型推挽工作状态二、电流型推挽工作状态三以及电流型推挽工作状态四；
当为所述电流型推挽工作状态一时，所述第六场效应管Q6导通，第七场效应管Q7截止，所述储能电感L2释放电能所述预设周期的正半周期储存的电能，经所述第六场效应管Q6、所述变压器T1的第二绕组N2向所述变压器T1的第一绕组N1及与所述第一电源连接的负载供电；
当为所述电流型推挽工作状态二时，所述第六场效应管Q6、第七场效应管Q7同时导通，所述储能电感L2储存电能，所述变压器T1的第二绕组N2、所述变压器T1的第三绕组N3、所述变压器T1的第一绕组N1均被短路，停止向与所述第一电源连接的负载供电；
当为所述电流型推挽工作状态三时，所述第六场效应管Q6截止，所述第七场效应管Q7导通，所述储能电感L2将在所述电流型推挽工作状态二储存的电能释放，经所述第七场效应管Q7、所述变压器T1的第三绕组N3向所述变压器T1的第一绕组N1及与所述第一电源连接的负载供电；
当为所述电流型推挽工作状态四时，所述第六场效应管Q6、所述第七场效应管Q7同时导通，所述储能电感L2储存电能，所述变压器T1的第二绕组N2、所述变压器T1的第三绕组N3、所述变压器T1的第一绕组N1均被短路，停止向与所述第一电源连接的负载供电。
在本发明所述的双向直流转换器中，优选地，所述第一选择开关电路包括第一继电器RL1、三极管Q5，所述第一继电器RL1的第一端与供电电源连接，所述第一继电器RL1的第二端与所述三极管Q5的集电极连接，所述三极管Q5的发射极连接电源地，所述三极管Q5的基极与所述主控电路连接；
当所述三极管Q5的基极接收到所述主控电路的导通控制信号时，所述三极管Q5导通，进而使所述第一继电器RL1导通，所述移相全桥谐振电感L1被短路。
在本发明所述的双向直流转换器中，优选地，所述第二选择开关电路包括第二继电器RL2、三极管Q8，所述第二继电器RL2的第一端与所述供电电源连接，所述第二继电器RL2的第二端与所述三极管Q8的集电极连接，所述三极管Q8的发射极连接电源地，所述三极管Q8的基极与所述主控电路连接；
当所述三极管Q8的基极接收到所述主控电路的导通控制信号时，所述三极管Q8导通，进而使所述第二继电器RL2导通，所述续流电感L3被短路。
本发明还提供一种双向直流转换器的控制方法，所述双向直流转换器包括第一电源、第二电源，优选地，所述双向直流转换器还包括储能电感L2，所述控制方法包括以下步骤：
S1、检测所述第一电源或所述第二电源是否有电能输出需求；
S2、若检测到所述第二电源有电能输出需求，所述双向直流转换器以第一直流模式工作，将所述第一电源输出的电能传输给所述第二电源以向与所述第二电源连接的负载供电；
S3、若检测到所述第一电源有电能输出需求，所述双向直流转换器以第二直流模式工作，将所述第二电源输出的电能传输给所述第一电源以向与所述第一电源连接的负载供电；
其中，所述双向直流转换器以所述第一直流模式或所述第二直流模式工作时产生的电能均通过所述储能电感L2。
在本发明所述的双向直流转换器的控制方法，优选地，所述第一直流模式为同步降压模式，所述第二直流模式为同步升压模式。
实施本发明的双向直流转换器，具有以下有益效果：本发明的双向直流转换器通过检测判断第一电源与第二电源两端的电压状态，进而控制双向直流转换器以第一直流模式或第二直流模式工作，实现了能量的双向传输，改善了电路的效率，设计成本低、占用空间小、有利于提升双向直流电源的功率密度，减轻了电源的重量，为双向直流电源向模块化、小型化设计提供了可行性的指导方向。
附图说明
下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：
图1是本发明双向直流转换器的功能框图；
图2是本发明双向直流转换器的电路原理图；
图3是本发明双向直流转换器工作在第一直流模式时第一桥式电路的波形图；
图4～9是本发明双向直流转换器工作在第一直流模式时第一桥式电路的工作状态的原理图；
图10～15双向直流转换器工作在第一直流模式时第二桥式电路与第二磁性元件的第一同步整流工作状态的原理图；
图16是本发明双向直流转换器工作在第二直流模式时的第二桥式电路的波形图；
图17是本发明双向直流转换器工作在第二直流模式时的第一桥式电路的波形图；
图18～21是本发明双向直流转换器工作在第二直流模式时的第二桥式电路的工作状态图；
图22～25是本发明双向直流转换器工作在第二直流模式时的第一桥式电路的工作状态图；
图26是本发明双向直流转换器的控制方法的流程示意图。
具体实施方式
为了对本发明的技术特征、目的和效果有更加清楚的理解，现对照附图详细说明本发明的具体实施方式。
如图1所示，在本发明的双向直流转换器的功能框图中，该双向直流转换器包括第一电源10、第三磁性元件20、第二选择开关电路30、第一桥式电路40、第一磁性元件50、第一选择开关电路60、变压器T1、第二磁性元件80以及第二电源90、以及分别与第二选择开关电路30、第一桥式电路40、第一选择开关电路60以及第二桥式电路70连接的主控电路100。变压器T1包括第一绕组N1、第二绕组N2和第三绕组N3。
优选地，在本发明的实施例中，该双向直流转换器包括第一直流模式和第二直流模式。具体地，
第一直流模式为当主控电路100检测到第二电源90有电能输出需求时，主控电路100控制第二选择开关电路30使其导通进而使第三磁性元件20被短路，即电流不能从第三磁性元件20中流过，同时主控电路100控制第一选择开关电路60使其断开，进而使第一磁性元件50处于导通状态，此时，第一桥式电路40与第一磁性元件50以及变压器T1的第一绕组N1形成移相全桥电路；第二桥式电路70形成第一同步整流电路，且第二磁性元件80在双向直流转换器工作在第一直流模式时用于储存变压器T1的第二绕组N2和第三绕组N3产生的电能，并在预设死区时间内向与第二电源90连接的负载供电。可以理解地，预设死区时间可为变压器T1第二绕组N2和第三绕组N3不输出电能的时间。
第二直流模式为当主控电路100检测到第一电源10有电能输出需求时，主控电路100控制第一选择开关电路60使其导通进而使第一磁性元件50被短路，即不再有电能从第一磁性元件50中流过，同时控制第二选择开关电路30使其断开进而使第三磁性元件20导通，使电路中的电流可从第三磁性元件20中流过，此时第二桥式电路70与第二磁性元件80、变压器T1的第二绕组N2和第三绕组N3形成电流型推挽升压电路，第一桥式电路40形成第二同步整流电路，第二磁性元件80将第二电源90输出的电能经电流型推挽升压电路升压后输出至第二同步整流电路，第三磁性元件30用于储存变压器T1的第二绕组N2和第三绕组N3传递过来给第一绕组N1的电能，并在变压器T1的第二绕组N2和第三绕组N3预设短路的死区时间内向与第一电源10连接的负载供电。
优选地，在本发明的实施例中，第一磁性元件50、第二磁性元件80以及第三磁性元件20均为电感，其中，第一磁性元件50为移相全桥谐振电感L1、第二磁性元件80为储能电感L2、第三磁性元件20为续流电感L3。
优选地，在本发明的实施例中，第一直流模式为同步降压模式，第二直流模式为同步升压模式。可以理解地，在本实施例中，第一电源10相当于整个电路的高压源，即第一电源10输出高压电流，第一电源10的输出端既可作为“源”也可作为“载”，即当双向直流转换器工作在同步降压模式时，第一电源10充当源，输出电能给负载供电，当双向直流转换器工作在同步升压模式时，第一电源10充当载，接收电能。第二电源90相当于整个电路的低压源，即当双向直流转换器工作在同步升压模式时，第二电源90充当源，输出电能给负载供电，当双向直流转换器工作在同步降压模式时，第二电源90充当载，接收电能。
如图2所示，第二选择开关电路60包括第二继电器RL2、三极管Q8、以及第六二极管D6。第二继电器RL2的第一端与三极管Q8的集电极连接，三极管Q8的发射极连接电源地，三极管Q8的基极与主控电路100连接(图中未示出)，第二继电器RL2的第二端与供电电源连接，第二继电器RL2的第三端与续流电感L3的第一端连接，第二继电器RL2的第四端与续流电感L3的第二端连接。在本实施例中，供电电源可为辅助电源，其可用于向第二继电器RL2提供工作电压。可以理解地，第二继电器RL2用于控制续流电感L3的导通与截止。具体地，当三极管Q8的基极接收到主控电路100的导通控制信号后，三极管Q8的发射极与集电极导通，此时，第二继电器RL2的第一端直接短接到电源地，第二继电器RL2导通，进而拉动触点使第二继电器RL2的第三端与第四端导通，从而使续流电感L3被短路，此时，续流电感L3不参与工作。主控电路100向三极管Q8输出的导通控制信号为低电平信号。优选地，第六二极管D6并联在第二继电器RL2的第一端与第二端之间。在本实施例中，并联第六二极管D6可用于避免第二继电器RL2关闭瞬间引起的电压尖峰损坏三极管Q8。
第一选择开关电路60包括第一继电器RL1、三极管Q5以及第五二极管D5，第一继电器RL1的第一端与供电电源连接，第一继电器RL1的第二端与三极管Q5的集电极连接，三极管Q5的发射极连接电源地，三极管Q5的基极与主控电路连接(图中未示出)，第五二极管D5并联在第一继电器RL1的第一端与第二端之间。当三极管Q5的基极接收到主控电路100的导通控制信号后，三极管Q5导通，进而使第一断电器RL1导通，移相全桥谐振电感L1被短路。优选地，第一继电器RL1可与第二继电器RL2共用供电电源。主控电路100向三极管Q5输出的导通控制信号为低电平信号。并联第五二极管D5可用于避免第一继电器RL1关闭瞬间引起的电压尖峰损坏三极管Q5。
第一桥式电路40包括第一场效应管Q1、第二场效应管Q2、第三场效应管Q3、第四场效应管Q4、第一谐振电容C1、第二谐振电容C2、第三谐振电容C3、第四谐振电容C4、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3以及第四二极管D4。第一场效应管Q1与第二场效应管Q2串联，第一谐振电容C1与第二谐振电容C2分别并联在第一场效应管Q1的漏极与源极之间、第二场效应管Q2的漏极与源极之间；第三场效应管Q3与第四场效应管Q4串联后再与第一场效应管Q1、第二场效应管Q2并联，第三谐振电容C3与第四谐振电容C4分别并联在第三场效应管Q4的漏极与源极之间、第四场效应管Q4的漏极与源极之间。可以理解地，在本发明的实施例中，通过分别在第一场效应管Q1、第二场效应管Q2、第三场效应管Q3以及第四场效应管Q4上并联第一谐振电容C1、第二谐振电容C2、第三谐振电容C3、及第四谐振电容C4，从而使第一场效应管Q1、第二场效应管Q2、第三场效应管Q3以及第四场效应管Q4可实现零电压导通，大大地改善了电路的效率，有效地降低了功率器件(即第一场效应管Q1、第二场效应管Q2、第三场效应管Q3以及第四场效应管Q4)的发热量。
第二桥式电路70包括第六场效应管Q6和第七场效应管Q7。第六场效应管Q6的漏极与变压器T1的第二绕组N2的第一端连接，第六场效应管Q6的源极与第七场效应管Q7的源极连接；第二绕组N2的第二端与第三绕组N3的第一端连接，第三绕组N3的第二端与第七场效应管Q7的漏极连接，第七场效应管Q7的源极还连接至第二电源90的地。
进一步地，储能电感L2的第一端与第二绕组N2和第三绕组N3之间的节点连接，储能电感L2的第二端与第二电源90连接。在储能电感L2的第二端与第二电源90之间还连接有电容Cout，即电容Cout的第一端连接在储能电感L2与第二电源90之间，电容Cout的第二端连接至第二电源90的地。
如图3为本发明双向直流转换器工作在第一直流模式时第一桥式电路的波形图，由图3并结合图4～图9，在图4至图9中，Lp代表变压器T1的第一绕组，Lk代表移相全桥谐振电感L1。在本发明的实施例中，若双向直流转换器工作在第一直流模式，第一桥式电路40实现移相全桥并在预设周期内包括十二种工作状态。优选地，预设周期可为一个周期，即如图3中所示t0～t12为一个周期。第一桥式电路40在一个周期内包括移相全桥工作状态一、移相全桥工作状态二、移相全桥工作状态三、移相全桥工作状态四、移相全桥工作状态五、移相全桥工作状态六、移相全桥工作状态七、移相全桥工作状态八、移相全桥工作状态九、移相全桥工作状态十、移相全桥工作状态十一以及移相全桥工作状态十二。具体地：
移相全桥工作状态一为一个周期内的正半周期功率输出状态。当为移相全桥工作状态三时，即t0<t<t1，第一场效应管Q1与第四场效应管Q4同时导通，第二场效应管Q2与第三场效应管Q3同时截止，移相全桥谐振电感L1与变压器T1的第一绕组N1串联，第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3以及第四二极管D4同时不导通，第一电源10输出的电流经第一场效应管Q1后、经移相全桥谐振电感L1及变压器T1的第一绕组N1，经第四场效应管Q4回到第一电源10的负极，第二谐振电容C2充电，第三谐振电容C3充电，变压器T1的第一绕组N1向变压器T1的第二绕组N2输出电能。
移相全桥工作状态二为一个周期的正半周期超前臂谐振状态。当为移相全桥工作状态二时，即t1<t<t2，第一场效应管Q1、第二场效应管Q2以及第三场效应管Q3截止，第四场效应管Q4导通，第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3以及第四二极管D4不导通，变压器T1的第一绕组N1与移相全桥谐振电感L1、以及第二谐振电容C2形成一个周期的正半周期超前臂谐振；第一电源输出的电流经第一谐振电容C1后、经移相全桥谐振电感L1至变压器T1的第一绕组N1，经第四场效应管Q4回到第一电源的负极；第二谐振电容C2放电，第三谐振电容C3充电，变压器T1的第一绕组N1向变压器T1的第二绕组N2输出电能。
移相全桥工作状态三为一个周期的正半周期的原边电流钳位续流状态。当为移相全桥工作状态三时，即t2<t<t3，第一场效应管Q1、第二场效应管Q2以及第三场效应管Q3截止，第四场效应管Q4导通，第二谐振电容C2放电完毕，第二二极管D2自然导通，变压器T1的第一绕组N1与移相全桥谐振电感L1以及第二二极管D2对变压器T1的原边电流在一个周期的正半周期内进行钳位续流；变压器T1的第一绕组N1向变压器T1的第二绕组N2输出电能。
移相全桥工作状态四为一个周期的正半周期的滞后臂谐振状态，即当为移相全桥工作状态四时，即t3<t<t4，第一场效应管Q1、第三场效应管Q3以及第四场效应管Q4截止，第二场效应管Q2、第二二极管D2导通，变压器T1的第一绕组N1与移相全桥谐振电感L1、第二二极管D2、第三谐振电容C3、第四谐振电容C4形成一个周期的正半周期滞后臂谐振；此时，第三谐振电容C3放电，第四谐振电容C4充电，变压器T1的第一绕组N1的正向电流迅速减小。
移相全桥工作状态五为一个周期的正半周期内向电网馈能状态。当为移相全桥工作状态五时，即t4<t<t5，第二场效应管Q2、第二二极管D2导通、此时第三谐振电容C3放电完毕，第三二极管D3自然导通，第一场效应管Q1、第三场效应管Q3以及第四场效应管Q4截止，称相全桥谐振电感L1经变压器T1的第一绕组N1向电网馈能，停止向变压器T1的第二绕组N2输出电能。
移相全桥工作状态六为一个周期内变压器T1的原边电流从0反向增大的状态。当为移相全桥工作状态六时，即t5<t<t6，第一场效应管Q1与第四场效应管Q4截止，第二场效应管Q2、第三场效应管Q3导通，经变压器T1的第一绕组N1和移相全桥谐振电感L1的原边电流从0反向迅速增大。
移相全桥工作状态七为一个周期的负半周期的功率输出状态。当为移相全桥工作状态七时，即t6<t<t7，第二场效应管Q2与第三场效应管Q3导通，第一场效应管Q1与第四场效应管Q4截止，移相全桥谐振电感L1与变压器T1的第一绕组N1串联，第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3以及第四二极管D4同时不导通，第一电源输出的电流经第三场效应管Q3后、经变压器T1的第一绕组N1至移相全桥谐振电感L1，经第二场效应管Q2回到第一电源的负极，第一谐振电容C1充电，第四谐振电容C4充电，变压器T1的第一绕组N1向变压器T1的第三绕组N3输出电能。
移相全桥工作状态八为一个周期的负半周期超前臂谐振状态。当为移相全桥工作状态八时，即t7<t<t8，第一场效应管Q1、第二场效应管Q2、第四场效应管Q4截止，第三场效应管Q3导通，第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4截止，变压器T1的第一绕组N1与移相全桥谐振电感L1、以及第二谐振电容C2形成一个周期的负半周期超前臂谐振；第一电源输出的电流经第三场效应管Q3后、经移相全桥谐振电感L1至变压器T1的第一绕组N1，经第二谐振电容C2回到第一电源的负极；此时第一谐振电容C1开始放电，第四谐振电容C4充电，变压器T1的第一绕组N1向变压器T1的第三绕组N3输出电能。
移相全桥工作状态九为一个周期的负半周期的原边电流钳位续流状态。当为移相全桥工作状态九时，即t8<t<t9，第一场效应管Q1、第二场效应管Q2以及第四场效应管Q4截止，第三场效应管Q3导通、第一谐振电容C1放电完毕，第一二极管D1自然导通，变压器T1的第一绕组N1与移相全桥谐振电感L1以及第一二极管D1对变压器T1的原边电流在一个周期的负半周期内进行钳位续流；变压器T1的第一绕组N1向变压器的第三绕组N3输出电能。
移相全桥工作状态十为一个周期的负半周期滞后臂谐振状态。当为移相全桥工作状态十时，即t9<t<t10，第二场效应管Q2、第三场效应管Q3以及第四场效应管Q4截止，第一场效应管Q1、第一二极管D1导通，变压器T1的第一绕组N1与移相全桥谐振电感L1、第一二极管D2、第三谐振电容C3、第四谐振电容C4形成一个周期的负半周期滞后臂谐振；第四谐振电容C4放电，第三谐振电容C3充电，变压器T1的第一绕组N1的反向电流迅速减小。
移相全桥工作状态十一为一个周期内的负半周期内向电网反向馈能状态。当为移相全桥工作状态十一时，即t10<t<t11，第一场效应管Q1、第一二极管D1导通，第四谐振电容C4放电完毕，第四二极管D4自然导通，第二场效应管Q2、第三场效应管Q3、第四场效应管Q4截止，移相全桥谐振电感L1经变压器T1的第一绕组N1向电网反向馈能；停止向变压器T1的第三绕组N3输出电能。
移相全桥工作状态十二为一个周期内变压器T1的原边电流从0正向增大的状态。当为移相全桥工作状态十二时，即t11<t<t12，第一场效应管Q1、第四场效应管Q4导通，第二场效应管Q2、第三场效应管Q3截止，第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3以及第四二极管D4均不导通，经变压器T1的第一绕组N1和移相全桥谐振电感L1的原边电流从0正向迅速增大。当移相全桥工作状态十二完成时，即相当于在一个周期内在变压器T1的高压侧工作结束。可以理解地，当双向直流转换器工作在第一直流模式时，第一场效应管Q1、第二场效应管Q2、第三场效应管Q3以及第四场效应管Q4相当于功率开关管，当第一场效应管Q1、第二场效应管Q2、第三场效应管Q3以及第四场效应管Q4导通时，各自的电流都是从漏极流向源极。进一步地，第一场效应管Q1、第二场效应管Q2、第三场效应管Q3以及第四场效应管Q4的基极均与主控电路100连接(图中未示出)，即第一场效应管Q1、第二场效应管Q2、第三场效应管Q3以及第四场效应管Q4均由主控电路100来控制导通或关断，第一场效应管Q1、第三场效应管Q3需要隔离浮地驱动，且导通信号为高电平信号。
如图10至图15所示，当双向直流转换器工作在第一直流模式时，第二桥式电路70实现同步整流，并在一个周期内包括第一同步整流状态一、第一同步整流状态二、第一同步整流状态三、第一同步整流状态四、第一同步整流状态五以及第一同步整流状态六。具体地：
当为第一同步整流状态一时，变压器T1的第二绕组N2和第六场效应管Q6导通，第七场效应管Q7截止，变压器T1的第二绕组N2接收变压器T1的第一绕组N1在一个周期的正半周期内输出的电能经第六场效应管Q6向与第二电源90连接的负载供电，储能电感L2储存电能。
当为第一同步整流状态二时，第六场效应管Q6、第七场效应管Q7截止，变压器T1的第一绕组N1停止向变压器T1的第二绕组N2提供电能，储能电感L2将在第一同步整流状态一中储存的电能释放进行续流，经第六场效应管Q6的体二极管向与第二电源90连接的负载供电。也就是说，此时，由储能电感L2向与第二电源90连接的负载供电。
当为第一同步整流状态三时，第六场效应管Q6、第七场效应管Q7截止，变压器T1的第一绕组N1停止向变压器T1的第二绕组N2提供电能，储能电感L2继续续流，电流流经第六场效应管Q6与第七场效应管Q7的体二极管向与第二电源90连接的负载供电。可以理解地，此时由于变压器T1的第二绕组N2已经不产生电能，实际是由储能电感L2向负载提供电能，因此，此时已进入换流状态，同时由于储能电感L2向负载供电时储能电感L2上的电压降低，电容Cout向负载放电补充电能。
当为第一同步整流状态四时，第六场效应管Q6截止，变压器T1的第三绕组N3与第七场效应管Q7导通，变压器T1的第三绕组N3接收变压器T1的第一绕组在一个周期的负半周期内输出的电能经第七场效应管Q7向与第二电源90连接的负载供电，储能电感L2储存电能。
当为第一同步整流状态五时，第六场效应管Q6截止，第七场效应管Q7截止，变压器T1的第一绕组N1停止向变压器T1的第三绕组N3提供电能，储能电感L2将在第一同步整流状态四中储存的电能释放进行续流经第七场效应管Q7的体二极管向与第二电源90连接的负载供电。
当为第一同步整流状态六时，第六场效应管Q6、第七场效应管Q7截止，变压器T1的第一绕组N1停止向变压器T1的第三绕组N3提供电能，储能电感L2继续续流，电流经第六场效应管Q6和第七场效应管Q7的体二极管向与第二电源90连接的负载供电。可以理解地，此时由于变压器T1的第三绕组N3已经不产生电能，实际是由储能电感L2向负载提供电能，因此，此时已进入换流状态，同时由于储能电感L2向负载供电时储能电感L2上的电压降低，电容Cout向负载放电补充电能。
可以理解地，当双向直流转换器工作在第一直流模式时，第六场效应管Q6和第七场效应管Q7相当于同步整流管，当第六场效应管Q6或第七场效应管Q7导通时，电流从源极流向漏极。第六场效应管Q6与第七场效应管Q7的基极均与主控制电路100连接(图中未示出)，进一步地，第六场效应管Q6与第七场效应管Q7由主控电路100控制导通或关断，且主控电路100向第六场效应管Q6和第七场效应管Q7输出的导通信号为高电平信号。
如图16为第二桥式电路70在双向直流转换器工作在第二直流模式时的波形图，由图16可以看出，第六场效应管Q6和第七场效应管Q7的导通时的占空比大于50％，两个场效应管即第六场效应管Q6和第七场效应管Q7存在同时导通的情况。由于第六场效应管Q6和第七场效应管Q7存在同时导通的情况，因此，在电流型推挽升压电路中可以得到较高的升压比，减少升压变压器的匝比。图17为第一桥式电路40在双向直流转换器工作在第二直流模式时的波形图。
如图18至图21，为双向直流转换器工作在第二直流模式时，主控电路100控制第一选择开关电路60导通使移相全桥谐振电感L1被短路，主控电路100控制第二选择开关电路30断开使续流电感L3导通。
第二桥式电路70与储能电感L2形成电流型推挽升压电路，包括电流型推挽工作状态一、电流型推挽工作状态二、电流型推挽工作状态三以及电流型推挽工作状态四。具体地：
当为电流型推挽工作状态一时，第六场效应管Q6导通，第七场效应管Q7截止，储能电感L2释放电能一个周期的正半周期储存的电能，经第六场效应管Q6、变压器T1的第二绕组N2向变压器T1的第一绕组N1传输电能，由变压器T1的第一绕组N1将第二绕组N2所传输的电能向与与第一电源10连接的负载供电。
当为电流型推挽工作状态二时，第六场效应管Q6、第七场效应管Q7同时导通，储能电感L2储存电能，变压器T1的第二绕组N2、变压器T1的第三绕组N3、变压器T1的第一绕组N1均被短路，停止向与第一电源10连接的负载供电。
当为电流型推挽工作状态三时，第六场效应管Q6截止，第七场效应管Q7导通，储能电感L2将在电流型推挽工作状态二储存的电能释放，经第七场效应管Q7和变压器T1的第三绕组N3向变压器T1的第一绕组N1传输电能，，由变压器T1的第一绕组N1将变压器T1的第三绕组N3所传输的电能向与第一电源10连接的负载供电。
当为电流型推挽工作状态四时，第六场效应管Q6、第七场效应管Q7同时导通，储能电感L2储存电能，变压器T1的第二绕组N2、变压器T1的第三绕组N3、变压器T1的第一绕组N1均被短路，停止向与第一电源10连接的负载供电。
可以理解地，当双向直流转换器工作在第二直流模式时，第六场效应管Q6和第七场效应管Q7相当于功率开关管，两者均由主控电路100控制导通或关断，且主控电路100向第六场效应管Q6和第七场效应管Q7输出的导通信号为高电平信号。当第六场效应管Q6与第七场效应管Q7导通时，其电流由漏极流向源极。
如图22至图25所示，当双向直流转换器工作在第二直流模式时，第一桥式电路40形成同步整流电路，即第一场效应管Q1、第二场效应管Q2、第三场效应管Q3以及第四场效应管Q4相当于同步整流管，当他们导通时，电流均为从源极流向漏极。
第一桥式电路40实现同步整流并在一个周期内包括第二同步整流工作状态一、第二同步整流工作状态二、第二同步整流工作状态三以及第二同步整流工作状态四。具体地：
当为第二同步整流工作状态一时，第一场效应管Q1、第四场效应管Q4导通，第三场效应管Q2、第三场效应管Q3截止，续流电感L3储存电能，变压器T1的第一绕组N1将变压器T1的第二绕组N2传输的电能经第一场效应管Q1、第四场效应管Q4及续流电感L3向与第一电源10连接的负载供电。
当为第二同步整流工作状态二时，第一场效应管Q1、第二场效应管Q2、第三场效应管Q3以及第四场效应管Q4截止，变压器T1的第二绕组N2、变压器T1的第三绕组N3、变压器T1的第一绕组N1处于短路状态，续流电感L3将在第二同步整流工作状态一储存的电能释放进行续流，经第一场效应管Q1、第二场效应管Q2、第三场效应管Q3以及第四场效应管Q4的体二极管向与第一电源连接的负载供电。
当为第二同步整流工作状态三时，第二场效应管Q2、第三场效应管Q3导通，第一场效应管Q1、第四场效应管Q4截止，续流电感L3储存电能，变压器T1的第一绕组N1将变压器T1的第三绕组N3传输的电能经第二场效应管Q2、第三场效应管Q3及续流电感L3给与第一电源10连接的负载供电；
当为第二同步整流工作状态四时，第一场效应管Q1、第二场效应管Q2、第三场效应管Q3以及第四场效应管Q4截止，变压器T1的第二绕组N2、变压器T1的第三绕组N3、变压器T1的第一绕组N1处于短路状态，续流电感L3将在第二同步整流工作状态三储存的电能释放进行续流，经第一场效应管Q1、第二场效应管Q2、第三场效应管Q3以及第四场效应管Q4的体二极管向与第一电源连接的负载供电。
如图16所示，当双向直流转换器工作在第二直流模式即同步升压模式时，由于储能电感L2的存在，第六场效应管Q5与第七场效应管Q7的导通占空比均大于50％，即在一个完整的周期内有部分时间第六场效应管Q6和第七场效应管Q7存在同时导通的状态，由于第六场效应管Q6与第七场效应管Q7同时导通，因此储能电感L2上的电流是连续的、纹波较小，不会产生断续的电流尖峰，更有利于控制EMI。另外，由于储能电感L2的存在，变压器T1的第二绕组N2和第三绕组N3工作的占空比大于50％,进而使电路对伏秒不平衡不敏感，避免了场效应管损坏的问题，而且由于第二绕组N2和第三绕组N3工作的占空比大于50％，因此，第六场效应管Q6和第七场效应管Q7工作时不存在死区，可以大大降低设计的复杂程度。由此可知，本发明的双向直流转换器不仅可以实现能量的双向流动，而且可以有效避免功率器件的损坏，转换效率可高达96％，可靠性高。另外本发明的功率器件实现的是软开关，可由数字控制系统控制工作效率高。
优选地，在本发明的实施例中，第一场效应管Q1、第二场效应管Q2、第三场效应管Q3、第四场效应管Q4、第五场效应管Q5、第六场效应管Q6、第七场效应管Q7在双向直流转换器工作在不同的直流模式时可分别实现不同的功能，如当双向直流转换器工作在第一直流模式(即同步降压)时，第一场效应管Q1、第二场效应管Q2、第三场效应管Q3、第四场效应管Q4相当于功率开关管，导通时的电流均为由漏极流向源极；第六场效应管Q6和第七场效应管Q7相当于同步整流管，导通时的电流均为由源极流向漏极。当双向直流转换器工作在第二直流模式(即同步升压)时，第一场效应管Q1、第二场效应管Q2、第三场效应管Q3、第四场效应管Q4相当于同步整流管，导通时的电流均为由源极流向漏极；第六场效应管Q6和第七场效应管Q7相当于功率开关管，导通时的电流均为由漏极流向源极。变压器T1的第一绕组N1可为原边绕组也可为副边绕组、变压器T1的第二绕组N2和第三绕组N3可为原边绕组也可为副边绕组。当双向直流转换器工作在第一直流模式时，变压器T1的第一绕组N1为原边绕组，变压器T1的第二绕组N2和第三绕组N3为副边绕组；当双向直流转换器工作在第二直流模式时，变压器T1的第一绕组N1为副边绕组，变压器T1的第二绕组N2和第三绕组N3为原边绕组。
进一步地，如图2所示，在本发明的实施例中，本发明的双向直流转换器通过在变压器T1的低压侧增加储能电感L2使第六场效应管Q6、第七场效应管Q7及变压器T1的第二绕组N2和第三绕组N3工作的占空比均大于50％。具体地：
当双向直流转换器工作在第一直流模式时(即由高压侧向低压侧方向工作)，如图4和图5所示，变压器T1的高压侧工作在移相全桥工作状态一、二、三、四，此时电感L2换流结束，第六场效应管Q6导通，第七场效应管Q7截止，变压器T1的第二绕组N2给储能电感L2供电，储能电感L2储能左正右负，同时向与第二电源90连接的负载供电。如图6所示，变压器T1的高压侧工作在移相全桥工作状态五时，第六场效应管Q6和第七场效应管Q7同时截止，变压器T1截止，储能电感L2放电进行续流，此时储能电感L2左负右正，由储能电感L2向与第二电源90连接的负载供电，电流经第六场效应管Q6的体二极管返回到储能电感。变压器T1的高压侧工作在移相全桥工作状态六时，第六场效应管Q6和第七场效应管Q7均截止，变压器T1截止，储能电感L2放电进行续流，此时储能电感L2左负右正，由储能电感L2向与第二电源90连接的负载供电，电流流经第六场效应管Q6与第七场效应管Q7的体二极管返回到储能电感L2，此时的电流存在一个快速的换流过程。如图7和图8所示，变压器T1的高压侧工作在移相全桥工作状态七、八、九、十时，此时储能电感L2换流结束，第六场效应管Q6截止，第七场效应管Q7导通，变压器T1的第三绕组N3给储能电感L2储能，此时储能电感L2左正右负，并向与第二电源90连接的负载供电。如图9所示，变压器T1的高压侧工作在移相全桥工作状态十一时，第六场效应管Q6和第七场效应管Q7均截止，变压器T1截止，储能电感L2放电进行续流，此时储能电感L2左负右正，由储能电感L2向与第二电源90连接的负载供电，电流经第七场效应管Q7的体二极管返回到储能L2。变压器T1的高压侧工作在移相全桥工作状态十二时，第六场效应管Q6和第七场效应管Q7均截止，变压器T1截止，储能电感L2继续续流，此时储能电感L2左负右正，由储能电感L2向与第二电源90连接的负载供电，电流经第六场效应管Q6和第七场效应管Q7的体二极管返回到储能电感L2，此时的电流存在一个快速的换流过程。
当双向直流转换器工作在第二直流模式时(即由低压侧向高压侧方向工作)，由于储能电感L2的存在，第六场效应管Q6和第七场效应管Q7的导通占空比大于50％，此时储能电感L2两端的电压叠加在第二电源90的电压上，相当于提高了变压器T1低压侧的输入电压，进而可以大大降低双向电路的升压比。具体地：
如图18所示，变压器T1的低压侧工作在电流型推挽工作状态一，第六场效应管Q6导通、第七场效应管Q7截止，由于储能电感2在上一个工作状态(即上一个周期的最后一个工作状态)时已经储存了能量，储能电感L2放电进行续流向外释放能量，此时储能电感L2左负右正(相当于在第二电源90上叠加了一个电压源)，经过变压器T1的第二绕组N2向变压器T1的第一绕组N1传递能量向与第一电源10连接的负载供电。如图19所示，变压器T1的低压侧工作在电流型推挽工作状态二，第六场效应管Q6和第七场效应管Q7同时导通，变压器T1的第二绕组N2和第三绕组N3的磁路被短路，相当于直通状态，储能电感L2储存电能，此时储能电感L2左正右负，变压器T1停止向负载供电。如图20所示，变压器T1的低压侧工作在电流型推挽工作状态三时，第六场效应管Q6截止、第七场效应管Q7导通，储能电感L2将在电流型推挽工作状态二储存的电能放电进行续流向外释放能量，此时储能电感L2左负右正(相当于在第二电源90上叠加了一个电压源)，经过变压器T1的第三绕组N3向变压器T1的第一绕组N1传递能量向与第一电源10连接的负载供电。如图21所示，变压器T1的低压侧工作在电流型推挽工作状态四时，第六场效应管Q6和第七场效应管Q7同时导通，变压器T1的第二绕组N2和第三绕组N3的磁路被短路，相当于直通状态，储能电感L2储存电能，此时储能电感L2左正右负，变压器T1停止向负载供电。
在本发明的实施例中，本发明的双向直流转换器无论是工作在第一直流模式(降压状态)还是第二直流模式(升压状态)，共用的储能电感L2均起到了重要的作用，本发明通过对储能电感L2的应用可以大大降低双向直流转换器电源的设计成本、节省空间，有利于提升双向直流电源的功率密度，而且还减轻的电源的重量，为双向直流电源向模块化、小型化设计提供了可行性的指导方向。
另外，在本发明的实施例中，本发明的双向直流转换器在变压器T1的高压侧所使用的移相全桥谐振电感L1和续流电感L3均可由继电器来控制导通与截止。具体地，当双向直流转换器工作在第一直流模式时，第一继电器RL1断开，第二继电器RL2闭合，此时续流电感L3被短路不参与电路的工作，移相全桥谐振电感L1作为移相全桥电路的谐振电感，参与整个电路的工作过程，为移相全桥的四个功率管即第一场效应管Q1、第二场效应管Q2、第三场效应管Q3以及第四场效应管Q4的零电压开通(ZVS)提供了条件，大大的改善了电路的工作效率。当双向直流转换器工作在第二直流模式时，第一继电器RL1闭合，第二继电器RL2断开，移相全桥谐振电感L1被短路，不参与电路的工作，续流电感L3作为第二同步整流电路的续流电感，参与整个电路的工作过程，稳定了输出电压，降低了输出的纹波。
进一步地，在本发明的实施例中，本发明的双向直流转换器在第一直流模式和第二直流模式的工作过程中，可通过MCU/DSP(主控电路100)发出的控制信号控制继电器的闭合与断开，使双向直流转换器中的电感在不同的工作状态下发挥不同的作用，大大提高了电路的灵活性与通用性。
综上所述，本发明的双向直流转换器与传统的双向直流转换器相比，电路结构更简单，通过在变压器T1的低压侧采用两个场效应管(或可为两个以上的场效应管)与一个储能电感L2来组成降压时的同步整流电路，升压时的电流型推挽电路，且共用了储能电感L2，在变压器T1的高压侧增加了续流电感L3与两个可控制的继电器(即第一继电器RL1和第二继电器RL2)来使变压器T1高压侧降压为移相全桥软开关电路、升压为同步整流的目的，大大提升了电路的灵活性以及整个电路的工作效率，同时还降低了产品的成本及设计难度，改善了功率器件的电压与电流应力，降低了发热度与散热设计难度，有利于产品的高集成度与高功率密度的设计。
如图26所示，本发明还公开了一种双向直流转换器的控制方法，在本实施例中，该双向直流转换器包括第一电源10、第二电源90以及储能电感L2，具体地，该双向直流转换器的控制方法包括以下步骤：
S1、检测第一电源10或第二电源90是否有电能输出需求；
S2、若检测到第二电源90有电能输出需求，双向直流转换器以第一直流模式工作，将第一电源10输出的电能传输给第二电源90以向与第二电源90连接的负载供电；
S3、若检测到第一电源10有电能输出需求，双向直流转换器以第二直流模式工作，将第二电源90输出的电能传输给第一电源10以向与第一电源10连接的负载供电；其中，双向直流转换器以第一直流模式或第二直流模式工作时产生的电能均通过储能电感L2。
优选地，在本实施例中，第一直流模式为同步降压模式，第二直流模式为同步升压模式。
本发明的双向直流转换器的控制方法可在该双向直流转换器中实现。
以上实施例只为说明本发明的技术构思及特点，其目的在于让熟悉此项技术的人士能够了解本发明的内容并据此实施，并不能限制本发明的保护范围。凡跟本发明权利要求范围所做的均等变化与修饰，均应属于本发明权利要求的涵盖范围。
应当理解的是，对本领域普通技术人员来说，可以根据上述说明加以改进或变换，而所有这些改进和变换都应属于本发明所附权利要求的保护范围。

Claims (9)

1.一种双向直流转换器，其特征在于，包括变压器T1，所述变压器T1包括第一绕组N1、第二绕组N2和第三绕组N3；与所述变压器T1的第一绕组N1一端连接的第一桥式电路、与所述第一桥式电路连接的第三磁性元件、与所述第三磁性元件连接的第一电源、连接在所述第一桥式电路与所述第一绕组N1的另一端的第一磁性元件；与所述第二绕组N2和所述第三绕组N3连接的第二桥式电路、与所述第二绕组N2和所述第三绕组N3之间的节点连接的第二磁性元件、以及分别与所述第二桥式电路、所述第二磁性元件连接的第二电源；所述第一磁性元件、所述第二磁性元件以及所述第三磁性元件为电感；其中所述第一磁性元件为移相全桥谐振电感L1，所述第二磁性元件为储能电感L2，所述第三磁性元件为续流电感L3；
还包括分别与所述第一桥式电路、所述第二桥式电路连接的主控电路；
所述双向直流转换器包括第一直流模式和第二直流模式；
所述第一直流模式，为当所述主控电路检测到所述第二电源有电能输出需求时，所述主控电路控制所述第三磁性元件被短路，使所述第一桥式电路与所述第一磁性元件、所述变压器T1的第一绕组N1形成移相全桥电路，所述第二桥式电路形成第一同步整流电路；所述第二磁性元件用于储存所述变压器T1的第二绕组N2和第三绕组N3产生的电能，并在预设死区时间内向与所述第二电源连接的负载供电；
所述第二直流模式，为当所述主控电路检测到所述第一电源有输出电能的需求时，所述主控电路控制所述第一磁性元件被短路，使所述第二桥式电路与所述第二磁性元件、所述变压器T1的第二绕组N2和第三绕组N3形成电流型推挽升压电路，所述第一桥式电路形成第二同步整流电路，所述第二磁性元件将所述第二电源输出的电能经所述电流型推挽升压电路升压后，输出至所述第二同步整流电路，所述第三磁性元件用于储存所述变压器T1的第一绕组N1产生的电能，并在所述变压器T1的第二绕组N2和第三绕组N3预设短路的死区时间内向与所述第一电源连接的负载供电。
2.根据权利要求1所述的双向直流转换器，其特征在于，还包括第一选择开关电路和第二选择开关电路；所述第一选择开关电路连接在所述第一磁性元件与所述主控电路之间，用于根据所述主控制电路导通或断开以控制所述第一磁性元件导通或截止；所述第二选择开关电路连接在所述第三磁性元件与所述主控电路之间，用于根据所述主控电路导通或断开以控制所述第三磁性元件导通或截止。
3.根据权利要求1所述的双向直流转换器，其特征在于，所述第一直流模式为同步降压模式，所述第二直流模式为同步升压模式。
4.根据权利要求2所述的双向直流转换器，其特征在于，所述第一桥式电路包括第一场效应管Q1、第二场效应管Q2、第三场效应管Q3、第四场效应管Q4、第一谐振电容C1、第二谐振电容C2、第三谐振电容C3、第四谐振电容C4、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3以及第四二极管D4；
若所述双向直流转换器工作在第一直流模式，所述主控电路控制所述第一选择开关电路断开使所述移相全桥谐振电感L1导通，所述主控电路控制所述第二选择开关电路导通使所述续流电感L3被短路；所述第一桥式电路实现移相全桥并在预设周期内包括移相全桥工作状态一、移相全桥工作状态二、移相全桥工作状态三、移相全桥工作状态四、移相全桥工作状态五、移相全桥工作状态六、移相全桥工作状态七、移相全桥工作状态八、移相全桥工作状态九、移相全桥工作状态十、移相全桥工作状态十一以及移相全桥工作状态十二；
所述移相全桥工作状态一为所述预设周期的正半周期功率输出状态；当为所述移相全桥工作状态一时，所述第一场效应管Q1与所述第四场效应管Q4同时导通，所述第二场效应管Q2与所述第三场效应管Q3同时截止，所述移相全桥谐振电感L1与所述变压器T1的第一绕组N1串联，所述第一二极管D1、所述第二二极管D2、所述第三二极管D3以及所述第四二极管D4同时不导通，所述第一电源输出的电流经所述第一场效应管Q1后、经所述移相全桥谐振电感L1及所述变压器T1的第一绕组N1，经所述第四场效应管Q4回到所述第一电源的负极，所述第二谐振电容C2充电，所述第三谐振电容C3充电，所述变压器T1的第一绕组N1向所述变压器T1的第二绕组N2输出电能；
所述移相全桥工作状态二为所述预设周期的正半周期超前臂谐振状态；当为所述移相全桥工作状态二时，所述第一场效应管Q1、所述第二场效应管Q2以及所述第三场效应管Q3截止，所述第四场效应管Q4导通，所述第一二极管D1、所述第二二极管D2、所述第三二极管D3以及所述第四二极管D4不导通，所述变压器T1的第一绕组N1与所述移相全桥谐振电感L1、以及所述第二谐振电容C2形成所述预设周期的正半周期超前臂谐振；所述第一电源输出的电流经所述第一谐振电容C1后、经所述移相全桥谐振电感L1至所述变压器T1的第一绕组N1，经所述第四场效应管Q4回到所述第一电源的负极；所述第二谐振电容C2放电，所述第三谐振电容C3充电，所述变压器T1的第一绕组N1向所述变压器T1的第二绕组N2输出电能；
所述移相全桥工作状态三为所述预设周期的正半周期的原边电流钳位续流状态；当为所述移相全桥工作状态三时，所述第一场效应管Q1、所述第二场效应管Q2以及所述第三场效应管Q3截止，所述第四场效应管Q4导通，所述第二谐振电容C2放电完毕，所述第二二极管D2自然导通，所述变压器T1的第一绕组N1与所述移相全桥谐振电感L1以及所述第二二极管D2对所述变压器T1的原边电流在所述预设周期的正半周期内进行钳位续流；所述变压器T1的第一绕组N1向所述变压器T1的第二绕组N2输出电能；
所述移相全桥工作状态四为所述预设周期的正半周期的滞后臂谐振状态；当为所述移相全桥工作状态四时，所述第一场效应管Q1、所述第三场效应管Q3以及所述第四场效应管Q4截止，所述第二场效应管Q2、所述第二二极管D2导通，所述变压器T1的第一绕组N1与所述移相全桥谐振电感L1、所述第二二极管D2、所述第三谐振电容C3、所述第四谐振电容C4形成所述预设周期的正半周期滞后臂谐振；所述第三谐振电容C3放电，所述第四谐振电容C4充电，所述变压器T1的第一绕组N1的正向电流迅速减小；
所述移相全桥工作状态五为所述预设周期的正半周期内向电网馈能状态；当为所述移相全桥工作状态五时，所述第二场效应管Q2、所述第二二极管D2导通、所述第三谐振电容C3放电完毕，所述第三二极管D3自然导通，所述第一场效应管Q1、所述第三场效应管Q3以及所述第四场效应管Q4截止，所述移相全桥谐振电感L1经所述变压器T1的第一绕组N1向电网馈能，停止向所述变压器T1的第二绕组N2输出电能；
所述移相全桥工作状态六为所述预设周期内所述变压器T1的原边电流从0反向增大的状态；当为所述移相全桥工作状态六时，所述第一场效应管Q1与所述第四场效应管Q4截止，所述第二场效应管Q2、所述第三场效应管Q3导通，经所述变压器T1的第一绕组N1和所述移相全桥谐振电感L1的原边电流从0反向迅速增大；
所述移相全桥工作状态七为所述预设周期的负半周期的功率输出状态；当为所述移相全桥工作状态七时，所述第二场效应管Q2与所述第三场效应管Q3导通，所述第一场效应管Q1与所述第四场效应管Q4截止，所述移相全桥谐振电感L1与所述变压器T1的第一绕组N1串联，所述第一二极管D1、所述第二二极管D2、所述第三二极管D3以及所述第四二极管D4同时不导通，所述第一电源输出的电流经所述第三场效应管Q3后、经所述变压器T1的第一绕组N1至所述移相全桥谐振电感L1，经所述第二场效应管Q2回到所述第一电源的负极，所述第一谐振电容C1充电，所述第四谐振电容C4充电，所述变压器T1的第一绕组N1向所述变压器T1的第三绕组N3输出电能；
所述移相全桥工作状态八为所述预设周期的负半周期超前臂谐振状态；当为所述移相全桥工作状态八时，所述第一场效应管Q1、所述第二场效应管Q2、所述第四场效应管Q4截止，所述第三场效应管Q3导通，所述第一二极管D1、所述第二二极管D2、所述第三二极管D3、所述第四二极管D4截止，所述变压器T1的第一绕组N1与所述移相全桥谐振电感L1、以及所述第二谐振电容C2形成所述预设周期的负半周期超前臂谐振；所述第一电源输出的电流经所述第三场效应管Q3后、经所述移相全桥谐振电感L1至所述变压器T1的第一绕组N1，经所述第二谐振电容C2回到所述第一电源的负极；此时所述第一谐振电容C1开始放电，所述第四谐振电容C4充电，所述变压器T1的第一绕组N1向所述变压器T1的第三绕组N3输出电能；
所述移相全桥工作状态九为所述预设周期的负半周期的原边电流钳位续流状态；当为所述移相全桥工作状态九时，所述第一场效应管Q1、所述第二场效应管Q2以及所述第四场效应管Q4截止，所述第三场效应管Q3导通、所述第一谐振电容C1放电完毕，所述第一二极管D1自然导通，所述变压器T1的第一绕组N1与所述移相全桥谐振电感L1以及所述第一二极管D1对所述变压器T1的原边电流在所述预设周期的负半周期内进行钳位续流；所述变压器T1的第一绕组N1向所述变压器T1的第三绕组N3输出电能；
所述移相全桥工作状态十为所述预设周期的负半周期滞后臂谐振状态；当为所述移相全桥工作状态十时，所述第二场效应管Q2、所述第三场效应管Q3以及所述第四场效应管Q4截止，所述第一场效应管Q1、所述第一二极管D1导通，所述变压器T1的第一绕组N1与所述移相全桥谐振电感L1、所述第一二极管D1、所述第三谐振电容C3、所述第四谐振电容C4形成所述预设周期的负半周期滞后臂谐振；所述第四谐振电容C4放电，所述第三谐振电容C3充电，所述变压器T1的第一绕组N1的反向电流迅速减小；
所述移相全桥工作状态十一为所述预设周期内的负半周期内向所述电网反向馈能状态；当为所述移相全桥工作状态十一时，所述第一场效应管Q1、所述第一二极管D1导通，所述第四谐振电容C4放电完毕，所述第四二极管D4自然导通，所述第二场效应管Q2、所述第三场效应管Q3、所述第四场效应管Q4截止，所述移相全桥谐振电感L1经所述变压器T1的第一绕组N1向所述电网反向馈能；停止向所述变压器T1的第三绕组N3输出电能；
所述移相全桥工作状态十二为所述预设周期内所述变压器T1的原边电流从0正向增大的状态；当为所述移相全桥工作状态十二时，所述第一场效应管Q1、所述第四场效应管Q4导通，所述第二场效应管Q2、所述第三场效应管Q3截止，经所述变压器T1的第一绕组N1和所述移相全桥谐振电感L1的原边电流从0正向迅速增大；
若所述双向直流转换器工作在第二直流模式，所述主控电路控制所述第一选择开关电路导通使所述移相全桥谐振电感L1被短路，所述主控电路控制所述第二选择开关电路断开使所述续流电感L3导通；所述第一桥式电路实现同步整流并在预设周期内包括第二同步整流工作状态一、第二同步整流工作状态二、第二同步整流工作状态三以及第二同步整流工作状态四；
当为所述第二同步整流工作状态一时，所述第一场效应管Q1、所述第四场效应管Q4导通，所述第二场效应管Q2、所述第三场效应管Q3截止，所述续流电感L3储存电能，所述变压器T1的第一绕组N1将所述变压器T1的第二绕组N2传输的电能经所述第一场效应管Q1、所述第四场效应管Q4及所述续流电感L3向与所述第一电源连接的负载供电；
当为所述第二同步整流工作状态二时，所述第一场效应管Q1、所述第二场效应管Q2、所述第三场效应管Q3以及所述第四场效应管Q4截止，所述变压器T1的第二绕组N2、所述变压器T1的第三绕组N3、所述变压器T1的第一绕组N1处于短路状态，所述续流电感L3将在所述第二同步整流工作状态一储存的电能释放进行续流，经所述第一场效应管Q1、所述第二场效应管Q2、所述第三场效应管Q3以及所述第四场效应管Q4的体二极管向与所述第一电源连接的负载供电；
当为所述第二同步整流工作状态三时，所述第二场效应管Q2、所述第三场效应管Q3导通，所述第一场效应管Q1、所述第四场效应管Q4截止，所述续流电感L3储存电能，所述变压器T1的第一绕组N1将所述变压器T1的第三绕组N3传输的电能经所述第二场效应管Q2、所述第三场效应管Q3及所述续流电感L3给与所述第一电源连接的负载供电；
当为所述第二同步整流工作状态四时，所述第一场效应管Q1、所述第二场效应管Q2、所述第三场效应管Q3以及所述第四场效应管Q4截止，所述变压器T1的第二绕组N2、所述变压器T1的第三绕组N3、所述变压器T1的第一绕组N1处于短路状态，所述续流电感L3将在所述第二同步整流工作状态三储存的电能释放进行续流，经所述第一场效应管Q1、所述第二场效应管Q2、所述第三场效应管Q3以及所述第四场效应管Q4的体二极管向与所述第一电源连接的负载供电。
5.根据权利要求1所述的双向直流转换器，其特征在于，所述第二桥式电路包括第六场效应管Q6和第七场效应管Q7；
若所述双向直流转换器工作在第一直流模式，所述第二桥式电路实现同步整流，并在所述预设周期内包括第一同步整流工作状态一、第一同步整流工作状态二、第一同步整流工作状态三、第一同步整流工作状态四、第一同步整流工作状态五以及第一同步整流工作状态六；
当为第一同步整流工作状态一时，所述变压器T1的第二绕组N2、所述第六场效应管Q6导通，所述第七场效应管Q7截止，所述变压器T1的第二绕组N2接收所述变压器T1的第一绕组N1在预设周期的正半周期内输出的电能经所述第六场效应管Q6向与所述第二电源连接的负载供电，所述储能电感L2储存电能；
当为第一同步整流工作状态二时，所述第六场效应管Q6、所述第七场效应管Q7截止，所述变压器T1的第一绕组N1停止向所述变压器T1的第二绕组N2提供电能，所述储能电感L2将在所述第一同步整流工作状态一中储存的电能释放进行续流，经所述第六场效应管Q6的体二极管向与所述第二电源连接的负载供电；
当为第一同步整流工作状态三时，所述第六场效应管Q6、所述第七场效应管Q7截止，所述变压器T1的第一绕组N1停止向所述变压器T1的第二绕组N2提供电能，所述储能电感L2继续续流，电流流经所述第六场效应管Q6与所述第七场效应管Q7的体二极管向与所述第二电源连接的负载供电；
当为第一同步整流工作状态四时，所述第六场效应管Q6截止，所述变压器T1的第三绕组N3与所述第七场效应管Q7导通，所述变压器T1的第三绕组N3接收所述变压器T1的第一绕组N1在预设周期的负半周期内输出的电能，经所述第七场效应管Q7向与所述第二电源连接的负载供电，所述储能电感L2储存电能；
当为第一同步整流工作状态五时，所述第六场效应管Q6截止，所述第七场效应管Q7截止，所述变压器T1的第一绕组N1停止向所述变压器T1的第三绕组N3提供电能，所述储能电感L2将在所述第一同步整流工作状态四中储存的电能释放进行续流，经所述第七场效应管Q7的体二极管向与所述第二电源连接的负载供电；
当为第一同步整流工作状态六时，所述第六场效应管Q6、所述第七场效应管Q7截止，所述变压器T1的第一绕组N1停止向所述变压器T1的第三绕组N3提供电能，所述储能电感L2继续续流，电流经所述第六场效应管Q6与所述第七场效应管Q7的体二极管向与所述第二电源连接的负载供电；
若所述双向直流转换器工作在第二直流模式，所述第二桥式电路实现电流型推挽升压，包括电流型推挽工作状态一、电流型推挽工作状态二、电流型推挽工作状态三以及电流型推挽工作状态四；
当为所述电流型推挽工作状态一时，所述第六场效应管Q6导通，第七场效应管Q7截止，所述储能电感L2释放所述预设周期的正半周期储存的电能，经所述第六场效应管Q6、所述变压器T1的第二绕组N2向所述变压器T1的第一绕组N1及与所述第一电源连接的负载供电；
当为所述电流型推挽工作状态二时，所述第六场效应管Q6、第七场效应管Q7同时导通，所述储能电感L2储存电能，所述变压器T1的第二绕组N2、所述变压器T1的第三绕组N3、所述变压器T1的第一绕组N1均被短路，停止向与所述第一电源连接的负载供电；
当为所述电流型推挽工作状态三时，所述第六场效应管Q6截止，所述第七场效应管Q7导通，所述储能电感L2将在所述电流型推挽工作状态二储存的电能释放，经所述第七场效应管Q7、所述变压器T1的第三绕组N3向所述变压器T1的第一绕组N1及与所述第一电源连接的负载供电；
当为所述电流型推挽工作状态四时，所述第六场效应管Q6、所述第七场效应管Q7同时导通，所述储能电感L2储存电能，所述变压器T1的第二绕组N2、所述变压器T1的第三绕组N3、所述变压器T1的第一绕组N1均被短路，停止向与所述第一电源连接的负载供电。
6.根据权利要求2所述的双向直流转换器，其特征在于，所述第一选择开关电路包括第一继电器RL1、三极管Q5，所述第一继电器RL1的第一端与供电电源连接，所述第一继电器RL1的第二端与所述三极管Q5的集电极连接，所述三极管Q5的发射极连接电源地，所述三极管Q5的基极与所述主控电路连接；
当所述三极管Q5的基极接收到所述主控电路的导通控制信号时，所述三极管Q5导通，进而使所述第一继电器RL1导通，所述移相全桥谐振电感L1被短路。
7.根据权利要求2所述的双向直流转换器，其特征在于，所述第二选择开关电路包括第二继电器RL2、三极管Q8，所述第二继电器RL2的第二端与供电电源连接，所述第二继电器RL2的第一端与所述三极管Q8的集电极连接，所述三极管Q8的发射极连接电源地，所述三极管Q8的基极与所述主控电路连接；
当所述三极管Q8的基极接收到所述主控电路的导通控制信号时，所述三极管Q8导通，进而使所述第二继电器RL2导通，所述续流电感L3被短路。
8.一种双向直流转换器的控制方法，应用于权利要求1-7任一项所述的双向直流转换器，所述双向直流转换器包括第一电源、第二电源，其特征在于，所述双向直流转换器还包括储能电感L2和变压器T1；所述变压器T1包括第一绕组N1、第二绕组N2和第三绕组N3；与所述变压器T1的第一绕组N1一端连接的第一桥式电路、与所述第一桥式电路连接的第三磁性元件、所述第三磁性元件与所述第一电源连接、连接在所述第一桥式电路与所述第一绕组N1的另一端的第一磁性元件；与所述第二绕组N2和所述第三绕组N3连接的第二桥式电路、与所述第二绕组N2和所述第三绕组N3之间的节点连接的第二磁性元件、且所述第二电源分别与所述第二桥式电路、所述第二磁性元件连接；所述第一磁性元件、所述第二磁性元件以及所述第三磁性元件为电感；其中所述第一磁性元件为移相全桥谐振电感L1，所述第二磁性元件为所述储能电感L2，所述第三磁性元件为续流电感L3；还包括分别与所述第一桥式电路、所述第二桥式电路连接的主控电路；
所述控制方法包括以下步骤：
S1、检测所述第一电源或所述第二电源是否有电能输出需求；
S2、若检测到所述第二电源有电能输出需求，所述双向直流转换器以第一直流模式工作，将所述第一电源输出的电能传输给所述第二电源以向与所述第二电源连接的负载供电；其中，所述主控电路控制所述第三磁性元件被短路，使所述第一桥式电路与所述第一磁性元件、所述变压器T1的第一绕组N1形成移相全桥电路，所述第二桥式电路形成第一同步整流电路；所述第二磁性元件用于储存所述变压器T1的第二绕组N2和第三绕组N3产生的电能，并在预设死区时间内向与所述第二电源连接的负载供电；
S3、若检测到所述第一电源有电能输出需求，所述双向直流转换器以第二直流模式工作，将所述第二电源输出的电能传输给所述第一电源以向与所述第一电源连接的负载供电；其中，所述主控电路控制所述第一磁性元件被短路，使所述第二桥式电路与所述第二磁性元件、所述变压器T1的第二绕组N2和第三绕组N3形成电流型推挽升压电路，所述第一桥式电路形成第二同步整流电路，所述第二磁性元件将所述第二电源输出的电能经所述电流型推挽升压电路升压后，输出至所述第二同步整流电路，所述第三磁性元件用于储存所述变压器T1的第一绕组N1产生的电能，并在所述变压器T1的第二绕组N2和第三绕组N3预设短路的死区时间内向与所述第一电源连接的负载供电；
其中，所述双向直流转换器以所述第一直流模式或所述第二直流模式工作时产生的电能均通过所述储能电感L2。
9.根据权利要求8所述的双向直流转换器的控制方法，其特征在于，所述第一直流模式为同步降压模式，所述第二直流模式为同步升压模式。
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