CN106654517A - 射频应答器系统 - Google Patents

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CN106654517A CN201610840324.5A CN201610840324A CN106654517A CN 106654517 A CN106654517 A CN 106654517A CN 201610840324 A CN201610840324 A CN 201610840324A CN 106654517 A CN106654517 A CN 106654517A
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N·C·卡马卡尔
I·巴尔宾
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Abstract

公开了射频应答器系统和射频应答器，包括：基片；以及在所述基片上的至少一个平面天线，所述天线所具有的形状确定了所述天线的相应的谐振频率；其中，所述天线引起了后向散射信号之间的相位差，所述后向散射信号是响应于所述谐振频率处的正交极化询问信号对所述天线的激励而产生的，并且所述相位差代表所述天线的代码。

Description

射频应答器系统
本申请是国际申请号为PCT/AU2009/001514、国际申请日为2009年11月20日、2011年7月18日进入中国国家阶段的国家申请号为200980155302.3、且题为“射频应答器系统”的发明专利申请的分案申请。
技术领域
本发明涉及射频应答器、射频应答器系统以及由这种系统所执行的处理。特别是，这种应答器是无源的，且这种系统可以被用于识别并跟踪多种物件，其中这些应答器在这些物件附近，比如当这些应答器被贴到图书馆的书籍上的时候。
背景技术
射频标识(RFID)系统基于RFID标签的应用，RFID标签是一种射频应答器，被贴到物体上且被用于存储该物体的唯一的标识代码。系统的RFID读取器从这种标签中读取该代码。图书馆中所使用的大多数RFID系统使用一种含天线和微控制器半导体芯片的RFID标签，微控制器半导体芯片存储了该标签的唯一的标识代码。在澳大利亚，目前大约只有6％的图书馆使用了RFID系统来标识它们所拥有的物件。考虑到，在图书馆中采用RFID系统相对较少的原因之一是这些标签的成本。与含微控制器的标签相关联的主要成本是微控制器自身。
“无芯片的”RFID标签使用了一种无源的应答器，它不包括任何有源的处理电路(比如微控制器)。没有微控制器就显著地降低了成本。为了与光学条形码竞争，无芯片RFID系统应该具有合理的读取范围(比如大于等于30cm)并且使用尺寸小、柔软且可打印的标签从而减小成本。表面声波RFID标签已被采用，但是这种标签太硬且体积很大，所以对于许多应用而言并不合适，特别是在图书馆中，带有标签的多个物件或资产会被叠放着从而使这些标签靠得很近。
已有人提出一种无芯片RFID标签，它包括一组谐振偶极子且在被询问时能够提供用于代表RF条形码的信号。这种标签只依赖于一系列打印的、终止于可变电容器中的偶极子，这些偶极子在被询问时产生一系列可被读取器检测到的谐振峰值。有人提出的另一种无芯片标签包括一系列分形结构，其中每一个分形结构在不同的频率处谐振且在被询问时可以按相似的方式产生用于代表唯一的代码的后向散射信号。然而，检测过程是基于后向散射振幅，对于许多应用而言，这种后向散射振幅是不可靠的，特别是在图书馆中。在打印这种已提出的标签时，也会有许多困难，比如当这种标签包括间隙-耦合到这种标签的微带线的结构时候。
与已提出的无芯片可打印RFID标签相关联的其它局限就是它们有限的信息携带能力(只有8比特用于时域响应以及34比特用于频域响应)以及与这些标签一同使用的RFID读取器的效率和准确度。读取器系统应该能够：(i)补偿可从无芯片RFID标签中提取出的有限的信息容量；(ii)读取靠得很近的多个无芯片标签；以及(iii)迅速且有效地区分开贴有标签的多个物件。
相应地，希望解决以上问题或者至少提供一种有用的替换方案。
发明内容
根据一个方面，本发明提供了一种射频应答器，包括：基片；以及在所述基片上的至少一个平面天线，所述天线所具有的形状确定了所述天线的相应的谐振频率；其中，所述天线引起了后向散射信号之间的相位差，所述后向散射信号是响应于所述谐振频率处的正交极化询问信号对所述天线的激励而产生的，并且所述相位差代表所述天线的代码。
本发明也提供了一种射频应答器系统，包括：应答器；以及读取器，用于产生询问信号并且读取后向散射信号以提取所述代码。
本发明也提供了一种用于询问射频应答器的射频读取器，包括：频率接口单元，用于发送极化询问信号并且接收作为响应来自于应答器的后向散射信号；以及信号处理单元，用于从所述后向散射信号的相位差确定出应答器的代码。
本发明也提供了一种射频处理方法，包括：发送极化的询问信号；接收作为响应来自于应答器的后向散射信号；以及从所述后向散射信号的相位差确定出应答器的代码。
附图说明
在下文中将参考附图仅借助示例描述本发明的优选实施例，其中：
图1是根据本发明的射频应答器系统的实施例的框图；
图2是用于标签的短截线加载型微带接线天线的图；
图3是图2的天线的“返回信号损耗对频率”的图；
图4是图2的天线的“后向散射信号的相对相位对天线的短截线长度”的图；
图5是根据本发明的射频应答器的实施例的图；
图6是对于不同的谐振频率而言“两个正交极化中的后向散射信号之间的相位差对图5的应答器的天线上有短截线或无短截线”的图；
图7是用于标签的双极化短截线加载型微带接线天线的图；
图8是图7的天线的“返回与插入损耗对频率”的图；
图9是图7的天线的辐射图案；
图10是图7的天线在不同的短截线长度的情况下的“后向散射信号的相位对频率”的图；
图11是图7的接线天线的2乘2阵列的图；
图12是在Corners布局中的“辐射特征(视轴增益和旁瓣)对图11的阵列的元件分离”的图；
图13是图11的阵列的辐射图案；
图14是“辐射特征(视轴增益和旁瓣)对阵列中的天线的位置的元件平移距离”的图；
图15是在NSEW布局中的“辐射特征(视轴增益和旁瓣)对图11的阵列的元件分离”的图；
图16是相对于短截线长度的“来自阵列的后向散射信号的相位对频率”的图；
图17是图7的天线和图11的阵列的“后向散射相位差对短截线长度”的图；
图18是根据本发明具有六个2乘2接线天线阵列的无芯片应答器的实施例的图；
图19是射频应答器系统的实施例的图；
图20是射频应答器系统的读取器的框图；
图21是读取器的天线的图；
图22是用于读取许多标签的读取器的框图；以及
图23是“频率对时间”的图，示出了频率调制连续波信号分析，适用于读取器的发送与接收的信号。
具体实施方式
图1所示的射频应答器系统100被用于射频标识(RFID)应用。该系统100包括：RFID标签102；至少一个RFID读取器系统104，用于利用射频询问或激励信号来询问或读取这些标签；以及应用系统106。应用系统106是一种计算机系统，比如由IBM公司或苹果公司生产的计算机系统，这种计算机系统具有微处理器电路、计算机可读存储器以及与读取器104相连的数据通信连接。应用系统106存储并运行应用程序和数据库软件，以处理由读取器104提供的数据并且记录与放置这些标签102的物件或资产相关联的数据。
RFID标签
系统100的标签102都是无源且无芯片的(即没有微控制器或微处理器)射频应答器，用于存储每个标签102的唯一的标识代码。这种代码是从读取器104所产生的射频询问信号激励了应答器时在两个正交极化平面内来自于该应答器的后向散射信号的相位数据中获得的。
标签102包括用导电墨水在电介质基片上打印的短截线加载型微带接线天线的阵列。标签102的短截线加载型微带接线天线(SLMPA)是基于图2所示的微带接线天线202。天线202具有在基片204上打印的四边形，其长度是L，宽度是W，且天线202还具有被用于加载天线的短截线206。相对于所述天线的尺寸而言，短截线206通常相对较细。根据Y.P.Zhang的论文“Design and Experiment on Differentially-Driven Microstrip Antennas”(Trans.on AP，55卷，10号，2007年，第2701-8页)，在基片厚度为h、谐振自由空间波长为λο且相对介电常数为εr的情况下，天线202受下列方程控制，这使得长度与宽度都可以基于εr(即材料的选择)、h和λο的选定值来进行选择。
为了获得从天线到负载的最大的功率转移，短截线206所提供的加载的特征阻抗需要匹配成与天线的输入阻抗的实部相同。这是令人期望的，以使该负载对天线202被询问信号激励时所产生的后向散射信号的影响达到最大。这就容许了一种共轭匹配条件，其中负载ZL＝ZA *，ZL是天线负载阻抗，ZA是天线输入阻抗。为了简单起见，50欧姆微带线被用于短截线206，根据Zhang的论文，其从天线202的边缘的中心起的偏移是由下式给出的：
为了便于制造并考虑到成本，天线在边缘处被加载到其具有分布负载而非集中负载。最简单的分布负载是开路微带短截线206。长度SL(短截线长度)的开路微带短截线206的阻抗(特征阻抗为Z0)可以是用Richard的变换(正如D.M.Pozar的“MicrowaveEngineering”书中讨论的那样，Hoboken，NJ:John Wiley&Sons，2005)来计算的并且由下式给出：
ZIN＝—jZ0cot(β*SL) (6)
其中λg是受引导的传输波长。
SLMPA 202是用3D电磁仿真软件来进行设计和仿真的，该软件提供了全波瞬时方法求解程序。接线天线202的参数是L＝39.2、W＝47、偏移＝7.4以及SL＝0(单位全是毫米)。所用的基片是Taconic TLX-0(εr＝2.45)，其厚度为0.7874mm，且导体厚度为17um。经仿真的返回损耗被显示在图3中。图3的仿真结果示出了一种匹配良好的天线，在2.4GHz处返回损耗峰值为-24.9dB。接线202的宽度导致多种模式被激发，并且用于正交极化的基模在2GHz处是可见的。
可以使用雷达横截面(RCS)分析来对SMLPA 202的后向散射性质进行分析。当用E平面中线性极化的平面波进行照射时，通过检查天线202的RCS特征，就可以分析使用来自SLMPA的后向散射信号的实际操作限制。后向散射信号的主要相位特征包括取决于短截线长度的相移，正如图4所示那样。图4中的相移数据被显示成相对于没有短截线加载时SLMPA202的后向散射相位。根据加载短截线的电气长度，相对的相位或相位差遵循一种大致线性的图案。因制造过程中有诸多缺陷，所以有一些偏差，然而，它们并不显著。
应答器系统100的标签102包括多个SLMPA 500，正如图5所示那样，每个SLMPA 500具有各自不同的谐振频率，从而使来自该标签的每个天线500的后向散射信号能够彼此隔离或分开。使用两个激励询问信号在两个正交平面中询问该标签102，这两个平面中的后向散射信号之间的相位差被读取并且被用于编码和确定每个天线的数据。使用两个信号的相位差避免了与环境状况(其中信号的相位会发生变化)相关联的基本问题，并且也避免了必须确定天线500或标签102的空间位置。
每个SLMPA 500被配置成在激励信号的两个正交平面(E1和E2)中以相同的频率进行谐振。通过在一个平面中没有短截线而在另一个平面中有长度SL的短截线对该天线加载，就可以用单比特数据对SLMPA 500进行编码。然后，通过比较两个极化状态中的后向散射信号的相位，就可以提取出与每个天线500相关联的唯一的代码比特，接下来，该唯一的代码比特被读取器104数字化以代表1或0。
标签102包括多个SLMPA 500，正如图5所示那样，是用导电墨水打印在纸或塑料基片502上的。天线500是方形的，使得对于正交极化激励信号而言谐振频率是相同的。或者，天线500可以是等边的多边形，以呈现出这种特征。天线500具有不同的长度，以对应于各自不同的谐振频率。每个天线是由各自弯曲的短截线504(其短截线长度为SL)加载的。多个天线500被打印成彼此邻近且具有设定的间距。不像图2所示那样简单地将短截线加载到每个天线的边缘，而是将插入馈送用于每个短截线504。每个天线500的插入馈送是用天线500中的两个平行的矩形凹陷部分来表征的，以定义一种插入带506，这种插入带506具有插入长度IL和插入宽度IW。由弯曲的短截线504对上述插入带506进行边缘加载。短截线504是一种微带线，它离开天线500再弯曲返回天线500，以改善空间效率并增大短截线的特征阻抗，从而允许用较短的总短截线长度来实现较大的阻抗。
为了说明标签102的操作，构造出一种应答器，它具有三个方形SLMPA500，其边长(和宽度)是38mm、41mm和44mm且间距是1mm，从而提供了在两个正交平面中各自的谐振频率为2.52GHz、2.33GHz和2.17GHz的天线。添加长度为10.9mm且宽度为0.2mm的弯曲的短截线504从而代表并编码1比特，而在天线500上没有加载任何短截线则被用于代表0比特。用线性极化询问信号来询问该应答器，这些线性极化询问信号具有在方向E1和E2上取向的E场矢量，正如图5所示那样。在1米处取电场中的视轴处的相位差，并且当使用有短截线504以及没有短截线504的不同组合时，所得的结果被显示在图6中。这显示出：随着频率在增大从而跨过多个谐振频率，通过仅仅处理相位差，就可以使用3个方形SLMPA 500从标签102中提取出三个唯一的二进制位。然而，读取器104所读取的相位差在0到180°之间变化，并且通过使用这种整个的相位差，标签102的单个天线500可以被用于编码额外的数字信息。例如，如果具有11.25°的分离的相位差被检测到，则单个天线500可以产生含十六进制数字的代码。例如，对于示例应答器而言，通过把短截线504的长度调节1到2毫米从而改变该天线的加载，就实现了用足够大的分离来编码这种相位差。因此，在每一个谐振频率处，可以从标签102中获得一个十六进制数字。
具有n个天线500的RFID标签102在阵列配置中的不同频率f1,f2…fn-1,fn处谐振，正如图5所示那样，这允许在正交极化激励信号E1和E2询问该标签102时读取器104将获得n个十六进制数字。读取器104跨过频率f1到fn而进行扫描，以提取出含每个天线500的代码的代码字(或条形码)。这种代码字代表了标签102的唯一的标识数据(或ID)。读取器104将每个谐振频率f1到fn处的后向散射信号的相位差的大小转换成含代码的数字十六进制整数，并且在下一个谐振频率处重复该处理过程，直到代码字的停止位被找到。
图7示出了一种用在标签102中的备选的SLMPA 700。这种SLMPA 700是方形的，并且加载有两个开路短截线702和704，其长度是彼此正交并且从接线天线700的各自的和相邻的侧边延伸。通过选择这些短截线的长度和特征阻抗，这种天线700是双谐振的并且在期望的谐振频率处将呈现出最大天线模式RCS，下文会进行讨论。天线700的优点在于，它允许H平面中的信号也被用作参考且提供更大的鉴别。SLMPA 700同样是由导电材料制成且被放置在电介质基片706上，电介质基片706被放置在导电接地平面708上。在1.5mm厚的FR4(εr＝4.9)基片上，SLMPA 700被设计成在6.12GHz处谐振，同时L＝W＝10mm，StubXL＝StubYL＝1.5mm并且StubXW＝StubYW＝0.2mm。使用全波瞬时方法求解程序来仿真该电路的操作过程，并且仿真端口被放置成使得输入阻抗等于加载短截线的末端处的自由空间的阻抗，端口1在StubY的末端处，端口2在StubX的末端处。图8示出了针对SLMPA 700而获得的返回损耗，其中S11和S22是相同的，S21和S12是相同的，下标代表了被检查的输入和输出端口。图9示出了E和H平面中的后向散射信号的二维辐射图案。这显示出了对于两个端口而言在6.12GHz处有大小为-22.2dB的良好的返回损耗，并且从一个端口到另一个端口的功率传输泄漏是-31.3dB。该天线具有4.4dBi的增益，并且该辐射图案显示出了在该接线的向外的法线方向上(视轴)辐射的主瓣。
如果在每一个极化状态中使用单个天线来发送和接收信号，则雷达范围方程是由下式给出
其中，
PR＝接收到的功率(W)
PT＝发射机功率(W)
G＝读取器天线增益
r＝标签与读取器之间的距离(m)
σ＝应答器的雷达横截面(RCS)(m2)
相应地，RCS可以相对于频率而变化，并且产生一频谱，其中相位和振幅方面的清晰的变化是可观察到的。RCS由两个分量构成，被称为天线模式散射和结构模式散射。结构模式散射是RCS的不可避免的一部分，是因SLMPA自身的结构而引起的，并且对于所有可能的雷达目标而言都存在。通常，这种散射分量并不呈现出其正交极化分量之间的相位差。天线模式是天线自身的辐射特征的函数，并且是用标准天线理论来设计的，正如上文所描述的那样。
两个散射分量参数是相对于下式给出的从天线中散射出的总电场而定义的，正如C.A.Balanis的“Antenna Theory:Analysis and Design”书中所讨论的那样(第二版，Hoboken，NJ:John Wiley&Sons，2005)。
其中，
Es(ZL)＝当天线加载有阻抗ZL时被该天线散射的电场
＝当天线是共轭匹配时被该天线散射的电场
＝共轭天线输入阻抗
＝当天线处于具有共轭匹配的发射模式中时所感应出的电流
It＝当天线处于发射模式中时所感应出的电流
Γ*＝共轭匹配反射系数
Εt＝时变电场
方程(9)中的第一项代表了天线模式散射，第二项代表了结构模式散射。相应地，改变该天线的加载阻抗就改变了RCS的天线模式散射分量，正如上文针对SLMPA 200和700所讨论的那样。
关于SLMPA 700的结构模式，这可以通过为天线700提供不同的加载短截线长度而被确定。在仿真该天线700的RCS的过程中，发现这种结构模式在上述频带上几乎是恒定的，除了6.12GHz处有清晰的谐振下降。在谐振带之外，散射仅由结构模式分量构成，而在谐振带中，散射则是天线分量和结构模式分量的组合。谐振作空值出现在RCS中，表示这两个散射分量之间有相消干涉。相位响应显示出平滑的图案，除了在谐振带中随着加载短截线的延长观察到相位有稳定的增长。当加载短截线的长度从1毫米变为2毫米同时保持所有其它参数恒定时，在仅出现在SLMPA的谐振带宽内的后向散射信号中的6.12GHz处有清晰可见的82度相移。加载短截线长度改变1毫米，谐振峰值就改变80MHz，然而，这并不显著，因为谐振带宽是200MHz，并且选中的设计频率6.12GHz一直还保持在操作频带中。RCS E-场相反极性的图显示出轴向比例永远不会比15dB还差，这确保了一种极化中的询问信号基本上不影响在正交极化中的后向散射信号。为了让多个SLMPA 700产生多个频率签名而没有很大的频率重叠并由此使标签102上所存储的数据的量达到最大，期望该频谱的非谐振部分中的相移基本上是零，正如图10所示的那样。
为了增大该增益并在标签102的设计与所产生的后向散射信号中引入对称的元件，使用了SLMPA的阵列。对于如图11所示的2乘2阵列1100而言，有许多因素影响到该结构的总的辐射特征。这些因素包括阵列的布局(线性的、平面的等)、元件之间的距离以及每个元件的激励振幅和相位。用具有均一大小和相位的平面波来照射应答器102，使得激励振幅与相位是相等的。
阵列1100包括处于北、南、东、西(NSEW)布局中的四个完全一样的SLMPA700，正如图11所示那样。元件700沿着边长为S的正方形对称地排列。用参数S来描述元件之间的间距，用平移参数D来描述元件取向，平移参数D具有从–0.5*S到0.5*S的数值。对于每个元件，参数D所描述的平移是在图11所示的顺时针方向中。应答器接地平面是方形的，使得每个正交极化中的结构模式散射是相等的，其边长是G。
对于完全一样的辐射元件700的阵列，总的辐射场是单个元件辐射图案与阵列因子(AF)的乘积，即下式：
E总＝E单个元件*AF (10)
对于N x M元件平面阵列，其中用dx表示x分离，用dy表示y分离，每个元件被振幅Imn和相位β激励，阵列因子是由下式给出的，正如Balanis的书中所讨论的那样。
对于图11的2x2阵列布局，阵列因子展开成
存在两种布局或情况，在本文中被称为NSEW情况(正如图11所示)和Corners(四角)情况。NSEW情况存在于D＝0时，Corners情况存在于D＝±0.5*S时。在Corners情况中，方程(12)变为：
对于元件之间的分离为S的标准2x2平面阵列而言，方程(13)是相同的阵列因子。归一化的形式可以被表达为：
根据Balanis，阵列因子的主瓣与栅瓣存在之处的角度θ是由下式给出的：
对于NSEW情况，方程(12)缩减为：
这可以接下来被归一化为：
使用相同的过程，阵列因子的最大值将出现在下列条件满足之时：
这意味着该阵列的主瓣和栅瓣将出现在下列角度之处：
方程(15)和(19)显示出：由参数S所定义的元件之间的分离越大，第一个栅瓣出现之处的角度θ就越小。换句话说，这些元件彼此离得越近，旁瓣性能将越好。此外，NSEW布局应该具有其最佳的尺寸且具有较大的S值，因为方程(19)中有一个因子2并不存在于方程(15)中。
用全波瞬时方法求解程序来仿真2x2 SLMPA阵列1100的性能，并且该结构的辐射特征直接涉及到天线模式散射分量。用均匀的平面波来照射该阵列1100，所以用于每个端口的激励是均匀的且没有相位偏移，为了使结果可与单个SLMPA 700的情况相比较，仅有先前所使用的功率的25％被传递到整个阵列1100。
对于Corners情况布局且S＝0.61λ(30mm)，图12、13示出了所获得的辐射图案。天线阵列示出了改善的最大增益为10.2dBi且旁瓣为-13.9dB，正如图12所示那样。随着元件分离移动并超过自由空间波长的一半，旁瓣电平变得更大，然后，多个旁瓣开始出现。当0.5*λ<S<λ时，天线主要波束增益超过了10dBi，正如图12所示那样，而旁瓣电平保持低于-3dB。
为了在放置阵列元件的过程中有更大的灵活性，检查上述平移-0.5*S<D<0.5*S。随着D的大小在增大，阵列因子朝着Corners情况的形式趋近，直到达到了上限。随着D的大小在减小，阵列因子朝着NSEW情况趋近。假定对于这两种情况上述辐射图案中有均匀的变化，则当D改变时视轴增益和旁瓣电平中的变化是如图14所示那样。两种曲线绕着D＝0处的点对称，正如从方程(12)中预期的那样，并且这就是观察到最小增益电平之处。NSEW情况存在于D＝0时，并且当S变化以产生第二设计曲线从而按图15所示那样放置时，在该位置中最好让元件700比Corners情况离得更远一些并且旁瓣大小更小。
上述内容适用于天线模式散射分量，然而，结构模式散射取决于包括基片和接地平面的结构的总尺寸。如果标签102的结构太大，则天线模式散射分量与结构模式散射分量相比将会显得太小了并且不再能观察到。随着边长G在增大，结构模式散射显著地增大了，并且谐振是越来越难以观察到。此外，当接地平面尺寸太小时，元件的辐射在边缘处被扰乱。为了确定接地平面的最佳尺寸，对于具有L＝10mm的SLMPA的阵列1100而言，总的RCS与谐振处的RCS的结构模式分量之比是用RCS分析来检查的，并且发现当G是64mm时该比例是最大的，因为这是天线元件的辐射不受扰乱的最小尺寸。
在上述结构的尺寸被设定好的情况下，改变加载短截线的长度，以确定散射特征中相应的变化，正如图16、17所示那样。在最佳匹配结构的谐振带宽内谐振频率有80MHz的稍微变化，并且对于加载短截线长度的1mm的变化，共极性相位图呈现出189°的移动。对于下列阵列，通过使加载短截线的长度改变1mm而实现的正交极化后向散射信号中的相位差的范围是显著地更大的：单个元件SLMPA 700提供82°的相位变化，而阵列1100提供189°的相位变化，正如图17所示那样。
为了说明使用上述阵列结构1100的标签102的操作，设计了一种原型标签或应答器1800。如图18所示，应答器1800包括24个SLMPA接线元件700，并且被设计成在从3.1到10.9GHz的UWB频谱中操作。在从4.5到6.75GHz的频带上，应答器1800包含6个谐振频率签名。当使用低成本导电墨迹和纸或塑料基片来制造标签102时，原型应答器1800运行于一种便宜的低性能PCB(FR4,εr＝4.9)基片材料上，其厚度为1.5mm且损耗角正切为0.025。
这种六个-签名无芯片RFID应答器1800包括在六个谐振频率处的、互不干扰的最佳匹配的SLMPA 700，并且下面的表格1列出了它们的参数。考虑到Corners布局的最佳间隔距离(S)大于NSEW布局的情况，具有较短的谐振波长的SLMPA阵列被放置在较小的S处，且D更接近于0。
对于所有的谐振频率，应答器1800是对称的。此外，非辐射元件被放置或定位成使它们的相互耦合影响也是对称的，且彼此抵消了。这产生了用于每个谐振频率的主要辐射波束且这种主要辐射束直接对准到视轴，对于所有的谐振频率而言波束宽度几乎都相等。这是很重要的，因为这能使每个天线阵列和应答器1800都是从固定的位置被读取的。
表格1
在图18中，六组2x2SLMPA阵列被标记了号码，这种号码表示它们的接线宽度(9,10,11,12,13,14mm)。最高频率(最小尺寸)SLMPA被放置在内层上，该内层具有用于两组2x2SLMPA阵列(9,10mm)的空间。外层包括其余四组2x2SLMPA阵列，这些之中的最高频率阵列(11mm)被放置在NSEW取向中，最低频率阵列(14mm)被放置在Corners取向中。中间的频率阵列(12,13mm)被放置在NSEW和Corners布局之间，且对于较高的频率阵列而言|D|更接近于0。90°弯曲被引入到加载短截线上，正如图18所示那样，以允许这些元件被放置得更靠近在一起，同时使相互耦合影响达到最小。
改变应答器1800中的每个2x2阵列的短截线长度的影响以及针对不同的短截线长度产生后向散射相移中的差异的能力都是使用全波瞬时方法求解程序来仿真的，并且下面的表格2概括了所获得的数值。
表格2
为了验证仿真的数值，应答器也被用在基于上述工作原理的实验环境中，并且下面的表格3示出了实验结果的概要。
表格3
上文显示出了在应答器1800的每个签名频率处的平均测得相移为41°，且证实了通过调节这些阵列的天线元件的加载短截线的长度就可以控制每个频率签名的后向散射相位差。通过使工作频率增大到更高的频率(比如40GHz)，可以显著地减小应答器尺寸，比如减小到信用卡的尺寸或更小。通过苯胺打印工艺用导电墨水来打印上述接线，就可以在塑料或纸基片上制造出这种尺寸的标签102。然而，对于每个标签102，需要改变这些接线的短截线，并且需要减小使用导电墨水和喷墨打印工艺的打印成本。像接线那样，接地平面也可以是使用导电墨水和苯胺工艺来打印的。
读取器
当询问上述标签时，在发送和接收过程中，应答器系统100利用两种正交的极化状态。使用单个双极化天线或者两个分开的正交极化天线(AP1和AP2分别用于极化状态P1和P2)，就可以在读取器104处提供分开的极化，正如图19所示的那样。该系统也可以使用：单-静态设置，其中相同的天线被用于发送和接收；或双-静态设置，如图19所示，分开的天线被用于发送(AP1,T和AP2,T)和接收(AP1,R和AP2,R)。读取器104在频率f(GHz)处产生询问信号(IP1(f)和IP2(f))，然后，在AP1,T和AP2,T之间均等地划分功率。现在，有两个信号穿过自由空间朝着标签102传播。这些信号到达应答器，并且根据其雷达横截面(RCS)特征被散射。标签102被设计成使得这些RCS特征在正交极化状态P1和P2方面不相同，正如上文所讨论的那样。对相移的设定，使得朝着读取器往回传播的返回信号(RP1(f)和RP2(f))具有相移
这些信号是正交极化的，并且穿过相同的传播路径，所以路径损耗应该是几乎一样的。返回信号之间的差异仅仅是因应答器针对这两种正交极化状态的散射性质的差异而导致的。然后，相位差被转换成一组离散的槽(bin)(每个槽定义一个被接受的相位差数值范围)，这些槽被称为相位签名，这些相位签名被用于在每个谐振频率处从返回信号中获取数字数据。例如，对于7个频率签名而言，每个频率签名将包含在0–180°之间的离散的相位差，并且每个相位签名被分辨至最接近的10°，从而针对每个频率签名产生18个可能的组合，而非标准的2种组合(二进制)。
在许多离散的谐振频率f1到fN处，可以按方程(20)中定义的那样产生相位差
对于配置成分辨后向散射信号的相位且容差为±T/2度的应答器系统100，(180/T)独特的组合或槽可以被用于定义数字数据。这意味着我们可以计算在方程(21)中呈现的应答器中的信息的数字比特("BITS")的总数。
即，所代表的比特(BITS)的数目至少等于与下列两者之乘积相等或更小些的最高整数值(即是该乘积的“底”)：频率签名的数目；以及槽的数目的基-2对数。通过总的可拆分相位角(180°)除以槽的分辨率(T°)，确定了槽的数目。
例如，如果在2和2.7GHz之间存在7个频率签名(意味着N＝7)并且每个频率签名可以被分成多个相位签名且容差T/2＝5度(所以T＝10度)，比特的数目是：
所以，在先前保持7个数据比特的EM频谱的700MHz段中，现在可以保持29个比特。
如图20所示，读取器104在微波频率处操作，并且包括平面阵列发送和接收天线2002、连接到天线2002的高频接口单元2004以及连接在应用系统106和高频接口单元2004之间的数字控制单元2006。
数字控制单元2006包括微控制器电路，用于对从RFID应答器102中获得的数据执行数字信号处理，也用于控制由高频接口单元2004所产生的询问信号的发送过程。通过执行调制和防撞过程并且解码来自应答器102的接收到的数据，控制单元2006能使读取器104与应答器102无线地进行通信。上述单元2006包括微处理器2008、存储器块2010、模数转换器2012以及用于连接到应用系统106的通信接口2014。
HF接口单元2004发送并接收射频(RF)信号，并且包括两个分开的信号路径从而与来自/到达应答器102的两个方向的数据流相对应。局部振荡器2050(LO)产生RF载波信号，该RF载波信号被功率放大器2054放大，经放大的信号是通过天线2002进行发送的。方向耦合器2056将读取器的已发送的信号以及从标签102接收到的很弱的后向散射信号分开。方向耦合器包括两个连续耦合的均质的传输线路，如果所有的端口都匹配，则输入的和输出的信号的功率在耦合器中被划分。接收到的后向散射信号是很弱的，低噪声放大器2058先增大该信号的振幅，然后该信号与局部振荡器2050所产生的信号一起被馈送到RF混频器2052从而产生中频信号。该中频信号被增益与相位检测器2060处理，以产生用于数字控制单元2006的接收到的数据。使用金属笼子来保护HF接口单元2004使其不受EM干扰。
天线2002包括两个相控阵列天线2100，如图21所示，每个相控阵列天线2100包括：(i)3x2元件相控阵列天线面板；以及(ii)相关联的波束形成模块，正如N.C.Karmakar在“Handbook on Advancements in Smart Antenna Technologies for WirelessNetworks”(Idea Group公司，美国，第449-473页)这本书的第21中的“Smart Antennas forAutomatic Radio Frequency Identification Readers”这篇文章中所讨论的那样。每个波束形成模块是4比特数字相移器阵列，用于控制三维平面中的波束。这些相移器阵列连接到上述阵列天线的各元件，控制方程(11)中的数值βx和βy(这些数值是元件的各个x-平面相移和y-平面相移)，由此能够在三维平面中实现波束形成。为了实现正交极化询问信号的产生，包括两个阵列天线2100的两组波束形成模块或网络被一致地操作。用于发送的相同的波束形成网络也被用于接收。天线2100是在用于极化分集的正交平面中取向的，如参看图19所描述的那样。使用作为图20的方向耦合器2056的一部分的环行器或耦合器将发送和接收路径分开。双极化子阵列可以被用于替代天线2100的阵列元件，以便于高分辨率双极化信号发送和接收。许多天线被用在各种位置中以利用分集。例如，在有源的三-天线配置中，单极三掷(SP3T)开关启用了三个相邻的阵列模块，以在更精细的分辨率中使同相波束准直。然后，天线2002可以在360°方位和俯仰平面图案中产生高增益扫描覆盖。天线2002检测各个RFID标签102，正如图22所示那样。来自读取器104的每个标签102的精确的方位是从天线的波束位置计算出的。为了进一步细调这些标签的信号的方向性到达(DoA)，使用了一种后处理式多信号分类(MUSIC)算法，正如C.Sun和N.C.Karmakar在“Direction of ArrivalEstimation with a Novel Single Port Smart Antenna”(EURASIP Journal on AppliedSignal Processing,2400:9,1364-1375.2004)中所讨论的那样。天线2002非常有方向性，天线2002滤除了侧面干扰。一种备选方案是用可重新配置的天线来选择频率。
如图22所示，来自读取器发送天线Tx的询问信号被发送到标签102，标签102朝着读取器104返回经频率调制的回波，并且读取器104的接收天线Rx接收经调制的回波。
读取器104可以使用来自发送天线Tx的经频率调制的连续波(FMCW)信号，同时瞬时频率随时间线性地变化，正如图23所示。接收天线Rx在一个时间延迟之后接收经调制的回波，其中具有不同谐振频率的标签的回波是在不同的时刻被接收的，正如图23所示那样。如果这些标签的频率响应在频率方面被很好地分开，则FMCW回波信号将被自动地置于不同的频率槽中以便于分开处理。在信号处理过程中，雷达横截面(RCS)的振幅和相位被存储且被处理。如果标签的频率响应没有被很好地分开且标签的回波在接收到的时间-频率谱中有重叠，则添加的相位和振幅可以表示用于发送这些回波信号的标签的数目。
对于经相位编码的无芯片RFID标签102，相位差是显著的，且回波信号的相位矢量添加被用于确定每个标签102中经编码的比特的存在性。读取器104能够确定在时间与频率谱中碰撞的标签102的数目。通过记录回波信号的任何多普勒移动以及标签102的范围，接收到的FMCW信号被用于将移动的标签102与静止的标签102区分开来。时域开窗技术被用于增强回波信号的检测质量。读取器104使用防撞措施，比如到达时间(ToA)、到达方向(DoA)、极化分集(PD)、回波信号的交叉关联以及载波信号的频率啁啾，从而在标签102(特别是那些靠得很近的标签)之间进行区分。
对于本领域技术人员而言，在不背离本发明的范围的情况下，许多修改都是明显的。
说明书中对任何在先公开(或从其导出的信息)、或对任何已知内容的引用不被、也不应被用作该在先公开(或从其导出的信息)或已知内容构成本说明书所涉及的领域中公知常识的一部分的承认或认可或任何形式的暗示。

Claims (19)

1.一种射频应答器，包括：
基片；以及
在所述基片上的多个平面天线，每个天线所具有的形状确定了该天线的相应的谐振频率，并且所述天线引起了后向散射信号之间的相位差，所述后向散射信号是响应于所述谐振频率处的处于两个正交平面中的正交极化询问信号对所述天线的激励而产生的，所述相位差确定了所述天线的代码，并且
其中，通过用所述两个正交平面之一中的负载元件对所述天线加载，用所述天线的代码的一比特数据对每一个天线进行编码，
其中，这些天线具有各自不同的谐振频率，并且在每个谐振频率处仅仅从后向散射信号之间的相位差中确定的代码被用于产生该应答器的唯一的代码。
2.如权利要求1所述的射频应答器，其特征在于：
所述天线的形状确定了所述相位差。
3.如权利要求2所述的射频应答器，其特征在于：
所述负载元件是短截线，用于控制所述代码所代表的数值。
4.如权利要求3所述的射频应答器，其特征在于：
所述形状是等边多边形。
5.如权利要求4所述的射频应答器，其特征在于：
所述形状是方形。
6.如权利要求5所述的射频应答器，其特征在于：
所述短截线的长度确定了所述代码的数值。
7.如权利要求6所述的射频应答器，还包括：
导电接地平面，并且，所述基片是在所述接地平面之上。
8.如权利要求1至7中的任一项所述的射频应答器，其特征在于：
使用导电墨水在所述基片上打印所述天线，所述基片是电介质。
9.如权利要求1所述的射频应答器，还包括：
具有相同的谐振频率的天线的阵列，且这些阵列具有对称的布局。
10.如权利要求9所述的射频应答器，其特征在于：
每个阵列代表一个频率签名，该频率签名具有在该阵列的谐振频率处从后向散射信号的相位差中确定出的多个相位签名之一，并且所述相位签名代表所述代码的数值。
11.如权利要求10所述的射频应答器，其特征在于：
这些阵列的布局是对称的，以抵消非辐射天线的相互耦合影响并且在每个谐振频率处提供对称的响应。
12.如权利要求11所述的射频应答器，还包括：
所述布局的第一层，与围绕着该第一层的所述布局的第二层的阵列相比，该第一层的阵列的谐振频率更高。
13.一种射频应答器，包括：
电介质基片；
在所述基片上的多个天线，针对处于两个正交平面中的不同的极化这些天线在不同的谐振频率处产生后向散射辐射；以及
所述天线的负载元件，每个负载元件确定了所述后向散射辐射的不同极化之间的相位差，并且仅仅使用所述相位差来确定所述应答器的代码的数值，
其中，通过用所述两个正交平面之一中的负载元件对所述天线加载，用所述代码的一比特数据对每一个天线进行编码。
14.如权利要求1至13中的任一项所述的射频应答器，其特征在于：
所述应答器是无源的且是无芯片的。
15.一种射频应答器系统，包括：
如权利要求1到14中的任一项所述的应答器；以及
读取器，用于产生询问信号并且读取后向散射信号以提取所述代码。
16.一种用于询问如权利要求1到14中的任一项所述的应答器的射频读取器，包括：
频率接口单元，用于发送极化的询问信号并且接收作为响应来自于应答器的后向散射信号；以及
信号处理单元，用于从所述后向散射信号的相位差中确定出应答器的代码。
17.如权利要求16所述的射频读取器，其特征在于：
所述频率接口单元包括相控阵列天线，所述相控阵列天线使用频率和极化分集来发送和接收经频率调制的连续波信号以读取多个应答器；以及
所述信号处理单元使用到达方向和相位差检测处理来处理接收到的信号。
18.如权利要求16或17所述的射频应答器，其特征在于：
所述询问信号是正交极化的，并且所述相位差是后向散射信号的正交的分量的相位差。
19.一种射频处理方法，包括：
发送极化的询问信号；
接收作为响应来自于如权利要求1到14中的任一项所述的应答器的后向散射信号，所述后向散射信号包括正交的分量；以及
从所述后向散射信号的正交的分量之间的相位差中确定出应答器的代码。
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