CN106549580A - 用于控制功率变换系统的系统和方法 - Google Patents

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Abstract

本文提供了用于控制功率变换系统的系统和方法。功率变换系统包括：功率变换器，所述功率变换器包括与第二级耦合的第一级，所述功率变换器由从输入电压源接收的输入电压生成输出直流DC电压。功率变换系统还包括耦合到所述功率变换器的控制电路。所述控制电路被配置成执行自调节设定点控制算法，以不使用输入电压测量值生成输出DC电压，其中，所述输出DC电压在输入电压范围的至少一部分上跟随所述输入电压。

Description

用于控制功率变换系统的系统和方法
技术领域
本发明的领域涉及功率变换，并且更具体地涉及功率变换系统和控制功率变换系统的方法。
背景技术
随着人口增长，总是需要在不耗尽或滥用地球资源的情况下提供更多电能。功率变换器电路的市场趋势表明每一代的新变换器产品通常会传输提高的功率密度和更高的效率，降低总的功率损耗。在一种示例性应用中，中间母线功率系统(intermediate buspower system)包括母线变换器电路，其通过中间母线结构向多个负荷点变换器电路(POL)提供DC母线电压。多个POL中的每一个向负荷提供单独的输出电压。因为功率会分配给多个负荷，所以具有高效系统是有益的。
发明内容
在一方面，提供了一种功率变换系统。所述功率变换系统包括：功率变换器，所述功率变换器包括与第二级耦合的第一级，所述功率变换器由从输入电压源接收的输入电压生成输出直流(DC)电压。所述功率变换系统还包括耦合到所述功率变换器的控制电路。所述控制电路被配置成执行自调节设定点(self-adjusting set-point)控制算法，以不使用输入电压测量值生成输出DC电压，其中，所述输出DC电压在输入电压范围的至少一部分上跟随所述输入电压。
优选地，所述控制电路被配置成通过所述功率变换器的主动调节数字控制，执行所述自调节设定点控制算法。
优选地，所述控制电路包括：参考电压发生器，其被配置成基于所述功率变换器的占空比生成参考电压信号；误差信号发生器，其被配置成基于所述参考电压信号与所述功率变换器的测量的输出电压之间的比较结果生成误差信号；以及占空比信号发生器，其被配置成基于所述误差信号生成占空比控制信号。
优选地，为了生成所述参考电压，所述参考电压发生器被配置成：将占空比反馈信号与线性常数进行比较；将比较的占空比反馈信号与线性常数乘以预定的增益值；在预定的上极限和下极限之间过滤乘积；以及输出所述参考电压信号。
优选地，为了生成误差信号，所述误差信号发生器被配置成：接收输出电压信号，所述输出电压信号表示所述功率变换器的测量的输出电压与变换因数相乘；以及从所述参考电压信号中减去所述输出电压信号。
优选地，所述控制电路还包括调节器，所述调节器被配置成在不直接测量所述输入电压的情况下与所述输入电压成比例地调节输出电压设定点。
优选地，为了调节所述输出电压设定点，所述调节器被配置成基于所述误差信号生成脉冲宽度调制PWM信号。
优选地，所述自调节设定点控制算法选择自调节设定点值，以促进最大化所述功率变换器的PWM占空比。
在另一方面，提供了一种控制功率变换系统运行的方法。所述方法包括：使用功率变换器由从输入电压源接收的输入电压生成输出直流(DC)电压，所述功率变换器具有与第二级耦合的第一级。所述方法还包括通过与所述功率变换器耦合的控制电路，执行自调节设定点控制算法，以不使用输入电压测量值生成所述输出DC电压，其中，所述输出DC电压在输入电压范围的至少一部分上跟随所述输入电压。
优选地，执行所述自调节设定点控制算法包括通过所述功率变换器的主动调节数字控制，执行所述自调节设定点控制算法。
优选地，所述方法还包括通过参考电压发生器基于所述功率变换器的占空比生成参考电压信号；通过误差信号发生器基于所述参考电压信号与所述功率变换器的测量的输出电压的比较结果生成误差信号；以及通过占空比信号发生器基于所述误差信号生成占空比控制信号。
优选地，生成所述参考电压包括：将占空比反馈信号与线性常数进行比较；将比较的占空比反馈信号与线性常数乘以预定的增益值；在预定的上极限和下极限之间过滤乘积；以及输出所述参考电压信号。
优选地，生成所述误差信号包括：接收输出电压信号，所述输出电压信号表示所述功率变换器的测量的输出电压与变换因数相乘；以及从所述参考电压信号中减去所述输出电压信号。
优选地，所述的方法还包括：通过调节器在不直接测量所述输入电压的情况下与所述输入电压成比例地调节输出电压设定点。
优选地，调节输出电压设定点包括基于所述误差信号生成脉冲宽度调制PWM信号。
优选地，所述自调节设定点控制算法选择自调节设定点值，以促进最大化所述功率变换器的PWM占空比。
在又一方面，提供了一种用于功率变换器的控制电路。所述控制电路被配置成执行自调节设定点控制算法，以不使用所述功率变换器的输入电压测量值生成输出DC电压，其中，所述输出DC电压在输入电压范围的至少一部分上跟随所述输入电压。
优选地，所述控制电路包括：参考电压发生器，其被配置成基于所述功率变换器的占空比生成参考电压信号；误差信号发生器，其被配置成基于所述参考电压信号与所述功率变换器的测量的输出电压之间的比较结果生成误差信号；以及占空比信号发生器，其被配置成基于所述误差信号生成占空比控制信号。
优选地，为了生成所述参考电压，所述参考电压发生器被配置成：将占空比反馈信号与线性常数进行比较；将比较的占空比反馈信号与线性常数乘以预定的增益值；在预定的上极限和下极限之间过滤乘积；以及输出所述参考电压信号。
优选地，为了生成误差信号，所述误差信号发生器还被配置成：接收输出电压信号，所述输出电压信号表示所述功率变换器的测量的输出电压与变换因数相乘；以及从所述参考电压信号中减去所述输出电压信号。
附图说明
图1说明根据本申请的原理构造的功率变换系统用作中间母线功率系统的一个实施例的框图。
图2说明可以用在图1中所示的母线变换器中的功率变换模块200的框图。
图3是图2所示的控制电路的示意框图。
图4是由图2和图3所示的控制电路实现的示例性控制回路。
图5是示例性中间母线功率系统的框图。
图6是用于确定在期望的输入电压范围上跟随输入电压的输出电压的示例性图形。
图7是示出输出电压随占空比变化的示例性图形。
具体实施方式
本申请提供了一种功率变换器电路系统(例如具有开关电压调节器)，该系统是高效的，在整个或大部分输入电压工作范围内以高的占空比运行，同时提供调节和伴随的一些益处。在一个实施例中，在输入电压的一些子范围中功率变换器系统的输出电压与输入电压成比例，同时系统仍保持主动调节(例如通过使用正好低于最大占空比的开关占空比，在5-10％最大值内或在测试优化值内)。被跟踪的输入电压的子范围基于适应和自动(自我)调节设定点值，然后确定输出电压或调节输出电压。例如，直流-直流母线变换器包括处理器，处理器被配置成在不测量输入电压的情况下自动地调节输出电压调节设定点。处理器选择输出电压调节设定点值，使得占空比在该运行条件下尽可能地高，并且仍提供直流-直流母线变换器的主动调节。系统使用设定点值作为参考，与输出电压进行比较。处理器然后调节占空比，以产生期望的输出电压。以此方式，变换器系统提供有益的负荷调节、线路/负荷瞬变和其他期望特征。例如，如果设定点值选择为与输入电压成比例，则在运行输入电压范围上施加于输出电感器两端的伏特-时间(或电感器或变压器可以具有施加于其上的恒定电压的最大时间量)保持基本上恒定。然后对于期望的输出纹波和饱和磁通密度，电感器可以容易地被优化。变换器的输出纹波和流过电感器的总的RMS(均方根或平均)电流还可以被降低，这提供更平稳的输出功率。
以下描述的过程可以用在各种类型的功率变换器电子装置中，诸如直流-直流变换器、母线变换器、整流器等等。例如，母线变换器系统可以从AC或DC源吸取随时间不均匀变化的或诸如45到56伏电压范围上的嘈杂的输入电压；然后母线变换器系统对输入电压源滤波，产生并分配调节的、未调节的或变化的调节输出母线电压。其后有POL的母线变换器系统可以在宽的输入母线电压范围上工作，其中，后面的POL则提供精确的调节降压或升压输出电压。此外，POL呈现恒定的输入功率特征，表现出恒定效率。这些POL变换器然后可以用来对电力负荷供电，这些电力负荷需要具有精确调制的固定供电电压以便正常操作。尽管POL可以在宽的输入范围上操作，容忍未调节或半调节母线变换器中固有的母线电压变化，但有中间母线变换器系统是有利的。中间母线变换器产生良好的输出负荷调节，低输出阻抗和良好的瞬变响应特征，使得小的费用低的POL(附连到母线变换器的输出)可以容易和适当地操作。例如，中间调节母线变换器的低输出阻抗有助于最小化由于较低的共耦合阻抗造成的POL之间的串扰。
在高效率的隔离和调节母线变换器中总功率损耗的考虑造成将损耗的贡献理解为是由于母线变换器设计的每个元件造成的。例如，一个损耗贡献包括电阻性损耗。因为母线变换器提供高的输出电流，特别是电阻性功率损耗(即I2R损耗)，特别在功率变换器的输出或二次侧上。此外，以高的占空比操作功率变换器产生提高的效率，原因是这提供在功率级中流动的降低的平均或RMS(均方根)电流。而且，在整个输入电压范围上以稍微小于最大占空比操作功率变换器降低了对输出电感器的伏特-时间规定。这些是有益的，原因是能够使用具有较低阻抗的输出电感器，同时仍避免电感器在整个输入电压范围上饱和。除了输出，输入电感值也可以被降低，原因是高占空比降低了输入纹波电流。
图1说明使用根据本申请的原理构造的功率变换电路的中间母线功率系统100的实施例的框图。中间母线功率系统100包括母线变换器105，他将从输入电压源接收的输入AC或DC电压VIN转换成中间母线110上的DC母线电压VBUS。在示例性实施例中，中间母线功率系统100还包括多个负荷点变换器(POL)1151，1152，...，115N，他们的输入连接到中间母线110，负荷点变换器由母线电压VBUS供应相应的多个输出电压V01，V02，...，V0N。
中间母线功率系统100还包括耦合到母线变换器105并且控制系统100的总体运行的控制器120和全局系统控制器125。在一个实施例中，控制器120与全局系统控制器125联合操作，其中，全局系统控制器125可以是更通用或分层的提供对母线功率系统100的监视和超越控制(overriding control)的控制器。在其他实施例中，全局系统控制器125和/或控制器120可以与一个或多个POL 1151，1152，...，115N通信。
在此申请中的示例性母线变换器使用全桥或半桥功率级。然而，诸如两开关前向(two-switch forward)、LLC、回扫(fly-back)等的其他拓扑也可以利用这些思想。较高功率的母线变换器可以使用全桥拓扑，原因是全桥拓扑会提供良好的变压器利用，而较低功率的母线变换器可以使用不太复杂的半桥拓扑。而且，受控同步整流器用在母线变换器时提供实质的效率优势，原因是由这些变换器提供的输出电压允许使用低损耗的装置。
本文中描述的思想可以用于各种隔离或非隔离功率拓扑。然而，下面的描述集中在隔离全桥拓扑，原因是这很适合高功率母线应用。他提供近似百分之百占空比操作的能力，提供基本连续的功率流。占空比D定义为开关晶体管的接通时间除以全周期的时间段。同样，输入功率开关上的最大电压应力等于输入电压，忽略开关瞬变，这允许选择较低导通电阻的开关器件，诸如FET(场效应晶体管)。输出电压与输入电压的传输比率由以下等式给出。
Vout＝D*(Vin/n) 等式(1)
在等式(1)中，n是母线变换器的变压器的二次匝数与一次绕组匝数的比率，D是占空比。变压器(例如图2的210)的一次侧耦合到输入电压，能够看到+VDC至-VDC的电压从一个半周期波动到下一半周期，因此很好地利用磁结构。
图2说明了可以用在母线变换器105(图1中显示)中的功率变换系统200的框图。功率变换系统200利用二次控制架构，包括功率变换器205和功率控制器225。功率变换器205包括一次级和二次级，他们通过变压器210的隔离屏蔽218相互电隔离，还包括单独的一次和二次接地结构。功率控制器225还使用隔离屏蔽218将参考单独的接地结构的一次和二次级的元件电隔离。
功率变换器205被配置成将从输入电压源接收的输入电压VIN(或差分电压+VDC至-VDC)变换成中间母线220上的DC输出电压VBUS。功率变换器205包括输入电压调理模块206、全桥DC-DC变换器208、主功率变压器210、输出电感器211、第一和第二同步输出开关(例如FET)212A、212B和输出滤波电容器(Cout)216。根据设计规格和应用，输出滤波电容器(Cout)216可以包括包含于功率变换器205内的输出滤波电容器和/或在功率变换器205外部的滤波电容器。主功率变压器210形成隔离屏蔽218的一部分。功率控制器225包括具有系统控制器输入227的控制电路226，第一和第二二次开关驱动器229A、229B，光隔离器230和一次开关驱动器232。光隔离器230还形成隔离屏蔽218的一部分。附加元件，诸如给电路供电的偏置电源没有示出。
运行中，当输入电压VIN为交流信号时，输入电压调理模块206提供整流。另外对于AC信号和DC输入电压的情况提供输入电压VIN的滤波。在一个实施例中，全桥DC-DC变换器208向主功率变压器210的一次绕组提供全波信号。主功率变压器210的二次绕组则向第一和第二同步输出开关212A，212B提供全波二次信号，用于整流。整流输出信号由主功率变压器210的二次绕组中心抽头提供给包括输出电感器211和输出滤波电容器216的输出滤波器。如图所示，母线电压VBUS在中间母线220上提供。
功率控制器225提供功率变换器205的运行控制，使得他基于确定的或自调节设定点以及来自变换器输出的反馈信息，向中间母线220传送输出电压和输出电流。控制电路226确定控制信号(例如脉冲宽度调制PWM信号)，控制信号通过一次和第一和第二二次开关驱动器232，229A和229B提供，以控制一次和二次级的导通时间。替代性地，其他控制算法可以使用频分多址复用(FDM)调制或PWM和FDM的组合改变频率以控制输出。如上面指出的，光隔离器230提供一次控制信号的电隔离。尽管模拟或模拟-混合信号实施例是可行的(例如使用放大器、比较器、滤波器、时钟电路、斜坡电路等)，但本文描述的控制电路226体现为用来执行功率变换器205的调节和控制的数字控制器。更具体地，控制电路226可以包括体现为在数字控制器IC上执行的计算机代码的一个或若干算法。数字控制器要求印刷电路板上有较少元件或芯片，因此节省电路板空间。数字控制器还允许终端用户对软件进行修改，诸如编制初始设定点值和其他参数或监控系统性能。数字控制器形成控制回路的至少一部分，以将未调节电压Vin转换成调节的、未调节的或变化的调节输出电压VBUS，此电压更加干净(cleaner)，可以容易地分配给例如POL并由其使用。
在图2的图示实施例中，控制电路226被配置成执行自调节设定点控制算法，以不测量输入电压VIN产生DC母线电压VBUS，其中，DC母线电压VBUS在输入电压范围的至少一部分上跟随输入电压VIN。控制电路226选择输出电压调节设定点值来促进最大化功率变换器205的PWM占空比。设定点值被选择为使占空比对运行条件而言尽可能大，并且还提供主动调节回路。这确保功率变换器205提供期望的负荷调节和线路/负荷瞬变特征。使用设定点作为参考，然后通过控制回路与输出电压比较。在一个实施例中，控制电路226被配置成通过功率变换器205的主动调节数字控制执行自调节设定点控制算法。
控制回路然后调节占空比，以产生期望的输出电压。如果调节的设定点被选择为跟随输入电压，则输出电感器211两端传送的在运行输入范围上的伏特-时间基本上是恒定的，小于常规的固定输出电压的调节变换器的伏特-时间。输出电感器211然后可以针对输出波纹和饱和磁通密度被优化(例如减少匝数、较低的电感)。功率变换器205的输出纹波和流过输出电感器211的总RMS电流还可被降低。
功率变换器205的最大占空比的点通过所选功率级拓扑或客户的应用等的设计规格确定。为了确保变换器中适当开关，分配各个开关装置和同步整流器接通和关断的时间。此分配的接通和关断时间(即死区时间)也包括于确定最大占空比运行中。思想是以与产生稍小于最大占空比的占空比对应的DC母线电压VBUS操作功率变换器205。这提供一种调节回路，连同调节变换器的必需线路、负荷和瞬变特征是主动的。
图3是控制电路226(图2中所示)的示意框图。在示例性实施例中，控制电路226包括参考电压发生器300、误差信号发生器302、PID调节器304和占空比信号发生器306。
参考电压发生器300被配置成基于功率变换器205(图2中所示)的占空比产生参考电压Vref信号。参考电压发生器300在不接收输入电压VIN测量值时，产生参考电压Vref信号。在示例性实施例中，参考信号Vref是不恒定的，而是与功率变换器205的输入电压VIN成比例，即便控制电路226不直接测量输入电压VIN。
误差信号发生器302被配置成接收指示功率变换器205的测量输出母线电压VBUS的信号以及由参考电压发生器300产生的参考信号Vref。误差信号发生器302还被配置成基于参考信号Vref和测量的输出电压VBUS的比较产生误差信号Ve。误差信号Ve然后被馈送到PID调节器304中。PID调节器304被配置成不直接测量输入电压VIN与输入电压VIN成比例地调节输出电压设定点。更具体地，PID调节器304被配置成基于误差信号Ve产生限定占空比的PWM信号。尽管本文描述为PID调节器304，但调节器304可以是能够使控制电路226如本文中描述的工作的任何类型的调节器，例如PI调节器、PD调节器、P调节器和/或I调节器。
占空比控制信号发生器306接收PID调节器304的输出，并被配置成基于误差信号Ve产生占空比控制信号D，来控制开关功率变换器205的占空比。
图4是由控制电路226(图2和图3中示出)实现的示例性控制回路400。在示例性实施例中，控制电路226实现控制回路400，以不直接测量VIN控制输出电压VBUS使其与输入电压VIN成比例。
在示例性实施例中，参考电压发生器300包括第一求和点402，其接收恒定值C1和调节器304的输出作为输入。调节器304输出占空比反馈信号D*，他是主动占空比D除以表示全占空比的值K4的占空比比率。因此，D*＝D/K4。第一求和点402比较或从常数C1中减去占空比反馈信号D*，常数C1为线性化常数，结果输入到乘法器404中。乘法器404将占空比反馈信号D*与线性化常数的比较结果乘以预定增益值K3。乘法器404的输出通过滤波器406，滤掉在预定的上极限和下极限之间的乘法器404输出的乘积。滤波之后，参考电压发生器300向误差信号发生器302输出参考电压Vref。参考电压Vref由以下等式给出：
Vref＝K3*(C1-(D/K4)) 等式2
误差信号发生器302包括第二求和点408，其被配置成通过将参考电压Vref与测量的输出电压VBUS进行比较来确定误差信号Ve。更具体地，误差信号发生器302被配置成接收表示测量的输出电压VBUS与变换因数K1的乘积的输出电压信号。误差信号发生器302还被配置成使用第二求和点408从参考电压Vref中减去测量的输出电压VBUS，以确定误差信号Ve，这由以下等式表示：
Ve＝Vref-VBUS*K1 等式3
误差信号Ve提供给PID调节器304。PID调节器304通过产生获得期望的输出电压VBUS所需的占空比来调节输出电压设定点。
PID调节器304的输出提供给占空比控制信号发生器306。控制信号发生器306包括PWM电路，其基于由PID调节器304输出的占空比来产生PWM信号，从而控制一次和第一和第二二次开关驱动器232，229A和229B(图2中显示)。
自调节设定点控制算法可以用模拟或数字PWM控制电路或者用混合信号技术的组合来实现。处理器中实现的数字PWM控制算法增补了相关的测量参数，诸如已经数字可用(以模拟或数字变换器格式)的温度，他们一起可以用来调节或优化调节设定点。替代性地，其他控制算法可以使用FDM调制或PWM和FDM的组合改变频率以控制输出。而且，数字PWM或FDM控制器还可以应对由其他参数引起的变化，诸如电压快速变化或电阻率变化，使变换器运行和占空比裕量适应实时变化。在一个示例性实现中，数字PWM控制器基于测量参数利用查询表计算输出电压设定点所需的占空比。用于查询表的参数(例如死区时间)可以针对每个功率变换器单元定制，是在制造过程中确定的，存储在控制器的存储器中，从而允许控制器基于这些参数优化功率变换器操作。功率变换器中的处理器使用数量减少的电路将输入电压VIN有效地转换成输出电压VBUS。替代性地，处理器的使用易于使终端用户对设定点的值或设定点值的数目进行编制。
如果控制器基于附加参数，诸如温度实时计算给定操作点的最大占空比，则设定点控制算法适应性被配置成应对这种情况。例如，假设输入电压为55伏、环境温度为60℃的最大占空比为99.5％，如由控制器基于计算或查询表设定的。控制器例如具有4％的预选择的占空比裕量。然后，控制器选择基于95.5％占空比的输出电压设定点。如果环境温度提高到80℃，输入电压为55伏，则最大占空比确定为99.0％，则控制器基于95％的占空比选择输出电压设定点。即，在特定的操作条件和选择的占空比裕量下，输出电压由最大占空比确定。
在不同实施例中，占空比裕量可以根据系统参数设置为常数或变量。这种算法用来最大化工作占空比，同时维持温度和输入电压或影响最大占空比的其他参数变化的主动控制回路。这会帮助变换器传送更高效率。如已提到的，用于计算最大占空比的参数或查询表中的数据可以因单元而变化，以优化每个单元的性能。这是在制造过程中实现的。
在另一实施例中，数字PWM控制器还被编制为具有可调节的调节裕量。例如，由于在较高输出电压下负荷瞬变可能更易于通过输出滤波电容器适应，所以在输出电压增加时降低了调节裕量。可选地，输出电感器的特征还被存储，使得可以基于电感随负荷、温度或其他参数的变化优化参考值。可以使用此信息来确保输出电感器不饱和。还可以允许输出电感器在更高输入电压下例如超过60伏饱和。由电感器饱和引起的输出电压上的较高纹波超过60伏是可以接受的，原因是该单元在其额定操作范围上操作。
图5是示例性中间母线功率系统500的框图。中间母线功率系统500包括第一和第二并联连接的将输入电压VIN变换成中间母线510上的母线电压VBUS的母线变换器505和506。当总系统负荷多于由一个母线单独可以传送的全功率时，并联是必需的。否则，一些系统使用并联的冗余母线变换器，使得如果一个母线变换器停机，则另一个没有任何中断地接管系统负荷。在图示的实施例中，输入电压VIN对第一和第二并联连接的母线变换器505和506是相同的输入电压，不过还可以施加不同的输入电压。中间母线功率系统500还包括使用中间母线510上的母线电压VBUS供应相应的多个输出电压V01，V02，…，V0N的多个POL变换器5151，5152，...，515N，这些变换器的输入耦合到中间母线510。在一些实施例中，每个母线变换器的输出具有这样的电路，以便防止反向电流从其他并联母线变换器流过。
中间母线功率系统500还包括第一和第二本地控制器520和521，如所示的，他们相应耦合到第一和第二母线变换器505和506。中间母线功率系统500此外包括耦合到第一和第二母线变换器505和506的全局系统控制器525。
第一和第二本地控制器520和521相应提供对第一和第二母线变换器505和506的本地控制。在替代性实施例中，这些功能可以在不同的电路组之间分配。例如，全局系统控制器525可以是对中间母线功率系统500提供监控和超越控制的通用控制器或分层控制器。本地控制器520和521(由全局系统控制器525支持)相应调节第一和第二母线变换器505和506中的每一个，使得他们以相同的比例或者以产生较高总系统功率效率同时传送所需的母线电压VBUS的比例供应到中间母线510的总负荷电流。在其他实施例中，全局系统控制器525、控制器520和/或控制器521可以与一个或多个POL 5151、5152、…、515N通信。
这些负荷共享特征受满足其他功率系统需求(例如瞬变负荷容量)的预定极限约束。在一个实施例中，这些限制或并联条件由全局系统控制器525确定，并提供给第一和第二本地控制器520和521，第一和第二本地控制器520和521则可以提供对第一和第二母线变换器505和506的每一个的调节和控制共享。
替代性地，负荷共享使用下垂特征(droop characteristic)不需要并联母线变换器505和506之间有通信。变量设定点算法可以利用适应性下垂系统(adaptive droopsystem)，在任何操作点上沿Vout与VIN曲线改变所选的脉冲宽度。PWM或FDM控制器被编制为具有可调节裕量。其被编制为在最小负荷电流下降低裕量，在最大负荷电流下提高裕量。即，给定的输入电压下的变量设定点参考在负荷电流降低时稍微上移，在负荷电流增加时稍微下移。移动量是设计考虑，是基于包括期望的并联准确性的许多因素选择的。
图6为示例性图形600用来确定在期望的输入电压范围上跟随输入电压的输出电压。首先，最小和最大输入电压VIN_MIN，VIN_MAX和最小和最大输出电压VBUS_MIN，VBUS_MAX是确定的以使得输出电压VBUS跟踪输入电压VIN。例如，如图形600所示，VIN_MIN＝42.5V，VIN_MAX＝56V，VBUS_MTN＝9.6V，VBUS_MAX＝11.2V。使用数学和由上面提供的值形成的直线，直线的斜率计算为m＝0.1185，截距计算为b＝4.563V。使参考电压Vref跟踪输入电压VIN的期望行为由以下给出：
Vref＝m*VIN+b 等式4
Vref代表参考电压，m代表计算的斜率，VIN代表输入电压，b代表计算的截距。
假设稳态操作，其中，VBUS＝Vref，通过将等式1代入等式4的VIN等式4被简化，得到：
Vref＝b*D/(D-m*n) 等式5
在等式5中，b代表计算的截距，D代表占空比，m代表计算的斜率，n代表变压器匝数比。
图7是输出电压随占空比变化的示例性图形700。参考电压Vref需要从固定值变成近似跟随等式5的值，这在图形700上绘出。选择两个点Vref_1和Vref_2以拟合直线。在示例性实施例中，Vref_1是9.6V，Vref_2是11.2V。所产生的占空比Dref_1＝D(9.6V)＝0.904，Dref_2＝D(11.2)＝0.8。斜率m2然后计算为m2＝-15.455V。使用直线y＝mx-mx0+y0的等式，其中，x0＝Dref_1(9.6V)，y0＝9.6V，则：y0-m2x0＝23.564V。将这些值插入到直线方程中，得到以下给出的线性逼近：
Vlinear＝-15.455*D+23.564 等式6
只作为示例目的提供，现在可以提供等式6的示例性基于数字处理器的实现。示例性实现包括分压器电阻，他们的值取由设计决定。此外，根据所使用的模-数(ADC)变换器通道，例如10位，15位或16位，数字处理器将具有不同的分辨率。使用数字处理器实现等式6，提供由以下给出的参考电压：
Vref＝-(15.455*K1)*(D*K4)+23.564*K1 等式7
在等式7中，K1是基于电阻分压器＝2^15/16.21V的因数，是使用15位分辨率ADC变换器确定的。这些值可以因处理器不同而变化，耦合到ADC引脚的输入的设计电压感测电阻器也是。K4是3145计数(也取决于处理器)的全占空比，D是占空比。
简化并对等式7取整，以达到更快速和更容易的微处理器实现，得到：
Vref＝K3*(C1-D)＝10*(4763-D) 等式8
在参考电压发生器300用在控制回路400时，K3＝10，C1＝4763。C1基于占空比信息，因此包括基于输入电压VIN的信息。因为C1包括输入电压VIN信息，跟随输入电压VIN的参考电压Vref不必直接测量输入电压VIN就被确定。等式6-8的推导是基于具有特定电压的特定设计，只出于示例性目的提供。相应地，此示例不应当视为以任何方式进行限制。
本文中描述的方法和系统的示例性技术效果包括以下的至少一个：(a)由从输入电压源接收的输入电压使用具有耦合到第二级的第一级的功率变换器产生输出直流(DC)电压；和(b)通过耦合到功率变换器的控制电路实现自调节设定点控制算法，以不使用输入电压测量值产生输出DC电压，其中，输出DC电压在输入电压范围的至少一部分上跟随输入电压。
在上文对用于功率变换器的系统和方法的示例性实施例进行了详细描述。这些系统和方法不局限于本文中描述的特定实施例，而是，系统的组件和/或方法的操作可以被独立地与本文中描述的其他组件和/或操作单独地利用。而且，描述的组件和/或操作还可以在其他系统、方法和/或装置中限定或与其他系统、方法和/或装置结合使用，不局限于只用本文中描述的系统来实现。
图示的本发明的实施例中执行次序或操作性能不是必要的，除另外指出的之外。即，除非另外指出，否则操作可以以任何次序执行，本发明的实施例可以包括比本文中公开的操作更多的或更少的操作。例如，考虑了在另一操作之前、与其同时或在其之后执行或实现具体操作在本发明的各方面的范围内。
尽管本发明的各个实施例的特定特征在一些图中示出，在其他图中没有示出，但这只是为了方便。根据本发明的原理，附图的任何特征可以被引用和/或与任何其他附图的任何特征结合地要求保护。
本书面说明书使用示例来公开本发明(包括最佳模式)，还使得任意本领域技术人员可实践本发明(包括制造和使用任意装置或系统和执行任意结合的方法)。本发明的专利范围由权利要求书限定，并且可以包括本领域技术人员想到的其他示例。如果这样的其他示例具有与权利要求书的文字语言并非不同的结构元件、或者如果这样的其他示例包括与权利要求书的文字语言具有非实质性区别的等同结构元件，则这样的其他示例意欲落入权利要求的范围内。

Claims (10)

1.一种功率变换系统，包括：
功率变换器，所述功率变换器包括与第二级耦合的第一级，所述功率变换器由从输入电压源接收的输入电压生成输出直流DC电压；以及
控制电路，所述控制电路耦合到所述功率变换器，所述控制电路被配置成执行自调节设定点控制算法，以不使用输入电压测量值生成输出DC电压，其中，所述输出DC电压在输入电压范围的至少一部分上跟随所述输入电压。
2.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，所述控制电路被配置成通过所述功率变换器的主动调节数字控制，执行所述自调节设定点控制算法。
3.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，所述控制电路包括：
参考电压发生器，其被配置成基于所述功率变换器的占空比生成参考电压信号；
误差信号发生器，其被配置成基于所述参考电压信号与所述功率变换器的测量的输出电压之间的比较结果生成误差信号；以及
占空比信号发生器，其被配置成基于所述误差信号生成占空比控制信号。
4.根据权利要求3所述的系统，其特征在于，为了生成所述参考电压，所述参考电压发生器被配置成：
将占空比反馈信号与线性常数进行比较；
将比较的占空比反馈信号与线性常数乘以预定的增益值；
在预定的上极限和下极限之间过滤乘积；以及
输出所述参考电压信号。
5.根据权利要求3所述的系统，其特征在于，为了生成误差信号，所述误差信号发生器被配置成：
接收输出电压信号，所述输出电压信号表示所述功率变换器的测量的输出电压与变换因数相乘；以及
从所述参考电压信号中减去所述输出电压信号。
6.根据权利要求3所述的系统，其特征在于，所述控制电路还包括调节器，所述调节器被配置成在不直接测量所述输入电压的情况下与所述输入电压成比例地调节输出电压设定点。
7.根据权利要求6所述的系统，其特征在于，为了调节所述输出电压设定点，所述调节器被配置成基于所述误差信号生成脉冲宽度调制PWM信号。
8.一种控制功率变换系统运行的方法，包括：
通过功率变换器由从输入电压源接收的输入电压生成输出直流DC电压，所述功率变换器包括与第二级耦合的第一级；以及
通过与所述功率变换器耦合的控制电路，执行自调节设定点控制算法，以不使用输入电压测量值生成输出DC电压，其中，所述输出DC电压在输入电压范围的至少一部分上跟随所述输入电压。
9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，执行所述自调节设定点控制算法包括通过所述功率变换器的主动调节数字控制，执行所述自调节设定点控制算法。
10.根据权利要求8所述的方法，还包括：
通过参考电压发生器基于所述功率变换器的占空比生成参考电压信号；
通过误差信号发生器基于所述参考电压信号与所述功率变换器的测量的输出电压的比较结果生成误差信号；以及
通过占空比信号发生器基于所述误差信号生成占空比控制信号。
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