CN106533620A - 基于对数似然比门限的高阶qam调制符号的自适应解调方法 - Google Patents

基于对数似然比门限的高阶qam调制符号的自适应解调方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于对数似然比门限的高阶QAM调制符号的自适应解调方法，发送端采用固定阶数的高阶方形QAM调制和无率纠错编码，接收端计算接收符号中每个比特的对数似然比绝对值，然后将对数似然比绝对值与预设对数似然比门限值相比较，大于该预设对数似然比门限值的比特解调，否则删除。给出了在无率纠错编码的译码器输入码字长度固定的情况下，达到要求的译码误码性能时，对数似然比解调门限的计算方法。本发明中调制的阶数不受限制，只要是方型QAM星座均可适用，可在发送端不调整纠错编码和调制方案的情况下，使频谱效率随信道条件的变化而变化，充分利用信道的传输能力。

Description

基于对数似然比门限的高阶QAM调制符号的自适应解调方法
技术领域
本发明属于信息通信领域中发送端固定调制和编码方法，接收端综合考虑信道编码的译码环节，根据当前信道条件调整对数似然比解调门限进行接收符号的自适应解调，实现速率自适应调整。
背景技术
自适应编码调制(Adaptive Modulation and Coding, AMC)技术是通信系统中的链路自适应技术之一，虽然此技术能够适应信道特性波动，提高频谱利用率，但是反馈的开销较大，反馈控制的复杂度高，同时由于反馈时延带来的信道状态信息误差可能导致AMC设置出现偏差。对于信道快速变化的无线通信系统，这个问题更为突出。另外一种链路自适应方式是在接收端采用自适应解调(Adaptive Demodulation, ADM)方案。在ADM系统中，发送端一般固定调制和编码方式。相比于AMC方案，ADM方案不需要反馈信道状态信息，降低了反馈开销，能更快地跟踪信道的变化，同时实现的复杂度也更低。ADM中由于存在解调器对比特的随机删除，一般需要结合无率编码使用。
无率码(Rateless codes)是一种特殊的信道编码，故名思议就是码率不固定的编码。与传统固定码率的信道编码不同，无率码的编码器能够源源不断地产生编码符号，直到接收端译码成功并反馈确认信息为止，最终的码率是由译码器来确定的。率码固有的随机性和信道自适应特性，特别适合应用于时变的无线信道中。如与自适应解调方案结合使用，可很好地实现高效、可靠的信息传输。
目前的自适应解调算法主要就可归纳为两大类，一类是文献[Brown J D,PASUPATHY S. Adaptive demodulation using rateless erasure codes[J]. IEEETransactions on Communications, 2006, 54(9): 1574-1585]中根据调制阶数和解调比特数划分判决区域，另一类是文献[TURK K, FAN P Y. Adaptive demodulation usingrateless codes based on maximum a posteriori probability[J]. IEEECommunications Letters, 2012, 16(8): 1284-1287]]中预设解调门限，根据接收比特的对数似然比(Log-Likelihood Ratio, LLR)绝对值确定是否解调。第一类方法需要判断每个接收符号所在的区域来确定解调的比特，解调时计算复杂度较高，特别是采用高阶调制星座时，且已有文献未给出采用16以上阶数的调制时决策区域的划定方案；第二类方法则需要计算得到预设解调门限，该方法虽然解调时复杂度较低，但相关文献中均仅给出了调制阶数最高为16时的解调门限的计算方法，更高阶调制时则没有门限计算方案，限制了高阶调制星座的使用，相应也就限制了适应信道变化的能力。另一方面，这两种ADM的相关文献中，都没有结合无率编码进行ADM方案的设计和性能分析的研究。相关文献中误码性能的分析均是针对解调时进行硬判决后的误码性能，解调区域和解调门限也是根据硬判决解调的误码性能要求进行划分和设置。实际上，ADM必须结合无率编码使用，无率码译码采用的是软判决译码，要求解调必须采用软判决解调，而无率码译码后的误码性能才是系统最终的误码性能。因此，针对译码后的误码性能进行自适应解调方案的设计才具有真正的实际意义。
发明内容
本发明的目的在于结合无率纠错码，给出一种高阶方型QAM调制下基于对数似然比门限的自适应解调方法，该方法的接收端综合考虑信道编码的译码环节，根据当前信道条件调整对数似然比解调门限，实现速率自适应调整的方法。
为了实现上述目的本发明采用如下技术方案：基于对数似然比门限的高阶QAM调制符号的自适应解调方法，包括以下步骤：发送端采用固定阶数的高阶方形QAM调制和无率纠错编码，接收端计算接收符号中每个比特的对数似然比绝对值，然后将对数似然比绝对值与预设对数似然比门限值相比较，大于该预设对数似然比门限值的比特解调，否则删除。
上述方案中，所述对数似然比由以下公式计算：
其中表示接收符号的对数似然比，表示噪声的单边功率谱密度，M表示QAM的调制阶数，和分别表示星座图中对应第i比特为0和1的所有星座点的集合，和分别表示接收符号的同相分量和正交分量，s I,j 和s Q,j 分别表示第j个星座点调制符号s j 的同相分量和正交分量。
进一步，所述预设的对数似然比门限值根据以下步骤确定：
（1）根据所采用的无率纠错编码的性能，以及根据译码复杂度约束而设定的译码码字长度，确定达到期望的译码误码性能时，进入译码器的平均比特互信息。
（2）根据步骤(1)中所述的平均比特互信息，按照平均比特互信息与比特解调比例的关系，得出不同信噪比下的解调比例。
（3）根据步骤(2)中得到的不同信噪比下的解调比例，进一步确定不同信噪比下的对数似然比门限值。
上述方案还根据所述不同信噪比下的对数似然比门限值制作为一个表格，在通信过程中，接收端根据当前的信噪比查表确定对数似然比门限值。
具体地，调整所述对数似然比门限值可进行比特解调比例和解调后的平均比特互信息的连续调整，在信噪比变化时，使解调后的平均比特互信息保持不变，从而在固定的译码码字长度下保持一致的译码误码性能。
在本发明的具体实施例中，所述发送端的高阶方形QAM采用方型M-QAM调制，方型M-QAM调制可等效为两个相互正交的阶的脉冲幅度调制，同相分量和正交分量携带相同数量的信息比特。
本发明的方案中所述接收端还具有译码过程，当解调器输出的比特长度达到设定的译码码字长度时，无率码的译码器即开始译码，且进入无率码译码器的为比特的对数似然比。
本发明的方案中的删除的规则是，当接收符号的同相分量值位于比特b i 的删除区域时，比特b i 将被删除，此时比特b i 条件下的接收符号同相分量的概率密度函数就退化为无条件概率密度函数；否则，b i 未删除时接收符号同相分量的概率密度函数则为原来的条件概率密度函数；根据删除后的概率密度函数计算比特的互信息；对于正交分量同理。
更进一步，所述删除区域由以下方式确定，对数似然比绝对值通过|L(b i )|=L t计算得到交点，L(b i )表示对数似然比，L t表示对数似然比门限值，根据交点确定对数似然比小于对数似然比门限值的区域为删除区域。
本发明优点：（1）相比较由发送端实现的自适应解调系统，本发明中的自适应解调方法中，发送端的调制和编码方案可固定，发送端的实现复杂度明显降低，同时也避免了信道状态信息的反馈，不仅降低了系统复杂度和反馈开销，还避免了信道信息反馈的延时带来的信道状态信息滞后和不准确问题；（2）相比较现有的自适应解调方案，本发明中使用的QAM星座的阶数不受限制；（3）本发明的方案设计和性能分析中纳入了无率纠错码的译码环节，解调采用软判决解调，解调门限是从互信息分析的角度，根据无率码译码后的误码性能要求进行设置；（4）本发明中不同信噪比时的LLR解调门限值只需要计算一次，可以表格的方式存储起来，通信过程中，只需要查表获得相应的参数即可，解调时只需要计算各比特的对数似然比，计算复杂度低，与常规解调方式相当；（5）本发明可在发送端不调整编码和调制方案的情况下，使频谱效率随信道条件的变化而变化，充分利用信道的传输能力。
附图说明
图1为256-QAM格雷映射星座图；
图2为E s/N 0为6dB和12dB时，每个接收符号中8个比特的LLR绝对值随接收符号值变化的曲线图；
图3为各比特的平均互信息与E s/N 0之间的关系；
图4是b 1~b 4的LLR绝对值随接收符号的同相分量r I变化的情况，信噪比为12dB。由于LLR的绝对值对r I是偶对称的，故图4中只绘出了r I≥0的部分，其中h 1~h 8为各比特LLR绝对值曲线与L t=1的水平线的交点；
图5为LLR门限值L t分别为0.5、1.5、2.5时解调比例随着信噪比的变化情况；
图6为采用图1所示的方形256-QAM星座调制时，解调比例P o分别为0.75、0.5、0.25，以及对应相同频谱效率的64-QAM、16-QAM、QPSK调制符号的平均比特互信息与信噪比之间的关系；
图7为信息经Raptor码编码后，采用256-QAM，在复AWGN信道中传输，接收端进入译码器的比特长度N固定为19000时，256-QAM调制（即解调比例P o = 1）、解调比例P o为0.75、0.5、0.25，以及相同频谱效率的64-QAM、16-QAM、QPSK调制的误比特率(Bit Error Rate, BER)和误字率(Word Error Rate, WER)的仿真结果；
图8为4个信噪比值下的平均比特互信息与信噪比之间的3阶拟合曲线；
图9为以WER=10-4为目标时本发明方案误字率的仿真结果；
图10为不同信噪比时的频谱效率(以WER=10-4为目标)。
具体实施方式
结合附图对本发明做以下分析。
在自适应解调中，根据每个比特的对数似然比（LLR）来决定是否解调或删除。设b i 为调制符号s中的第i个比特。接收端在接收到叠加了信道噪声的调制符号，即接收符号r后，b i 的LLR可由下式计算
(1)
其中p(·)表示概率密度函数(Probability Density Function, PDF)，和比特b i 为0、1条件下r的条件概率密度函数。LLR的绝对值表示b i 的判决可信度，其值越高，作出正确判决的可能性也越高。为方便起见，在后面的描述中省略符号索引k。
方型M-QAM调制可等效为两个相互正交的阶的脉冲幅度调制(PulseAmplitude Modulation, PAM)，同相和正交分量携带相同数量的信息比特。如采用图1所示的格雷映射256-QAM星座时，每个调制符号s中包含8个比特，即b 1~b 8，其中b 1~b 4决定调制符号的同相分量s I，b 5~b 8决定调制符号的正交分量s Q，s=s I+js Q。256-QAM符号相当于两个相互正交的16-PAM符号的合成。经过信道传输后，接收符号r为
(2)
其中，n=n I+jn Q为复高斯白噪声，n I和n Q相互独立，均是均值为0、方差为N 0/2的高斯随机变量；r I=s I+n I和r Q=s Q+n Q分别为r的同相和正交分量，相互独立。在先验等概的条件下，接收符号中各比特的LLR为
(3)
其中表示噪声的单边功率谱密度，和分别表示星座图中对应第i比特为0和1的所有星座点的集合，s I,j 和s Q,j 分别表示第j个星座点s j 的同相分量和正交分量。由于b 1~b 4的LLR仅取决于接收符号的同相分量r I，因此L(b i |r)也可写为L(b i |r I)；而b 5 ~ b 8的LLR仅取决于接收符号的正交分量r Q，因此L(b i |r)也可写为L(b i |r Q)。为简便起见，在后面的描述中将第i比特的对数似然比L(b i |r)简记为L(b i )。
由图2可以看出，信噪比越高，整体上各比特LLR绝对值越大；各比特LLR绝对值随接收符号值变化，且不同比特的LLR不同。因此，信噪比越高，接收符号的可靠度越高，同时不同比特的可靠度也不相同。
不同的星座映射关系导致接收符号中每个比特的互信息也不同。为了叙述方便，本发明以256-QAM星座为例对各比特的互信息进行分析。由图1知，256-QAM星座点关于I轴和Q轴对称，接收符号的同相分量和正交分量相互独立，由于计算方法和结果完全相同，因此这里只对b 1~b 4的互信息进行分析。对256-QAM，各比特的互信息的计算可简化为16-PAM符号比特互信息的计算。比特b i (i=1, 2, 3, 4)与接收符号r I分量之间的平均互信息I(b i ;r I)为
(4)
其中h(r I)为r I的熵，h(r I|b i )为b i 条件下r I的条件熵。
h(r I)的计算公式为
(5)
其中p(r I)为r I的概率密度函数。在先验等概的条件下，h(r I|b i )条件熵计算公式为
(6)
其中Pr(·)表示概率，和分别表示比特b i 为0和1的概率，p(r I|b i =0)和p(r I|b i =1)分别为比特b i 为0、1条件下r I的条件概率密度函数。上两式中概率密度函数的表达式为
(7)
联合式(4)~(7)可求出接收符号中b 1、b 2、b 3、b 4比特的平均互信息，类似也可以求出b 5~b 8的平均互信息，只需将式中的r I、s I,j 分别替换为r Q、s Q,j 即可。为简便起见，将第i比特的平均互信息简记为。
同一接收符号中各比特的似然比随信噪比和接收符号值变化，平均互信息量也随信噪比变化，且各个比特并不相同(如图2所示)。如果所有的比特都解调进入信道编码的译码器进行译码，在获得要求的误码性能的条件下，码字长度会随着信噪比的下降而增大，在低信噪比下码字长度会很长。由于编码的译码复杂度与码字长度成正比，因此低信噪比下会导致非常大的译码复杂度。
经过以上分析，本发明考虑在发送端调制阶数不变的情况下，接收端根据接收信噪比，选择删除接收符号中互信息很小的部分比特，在总互信息基本不损失的条件下，提高解调后进入译码器的比特平均互信息，这样可缩短译码的码字长度，降低译码复杂度。
根据调制符号中各个比特的对数似然比、平均互信息与信噪比、接收信号值间的关系，本发明给出一种高阶方形QAM调制下基于对数似然比门限的自适应解调方法。由于信道噪声的随机性，叠加在调制符号上的噪声大小是变化的，相应接收符号的可靠度也是变化的。如图2所示，在同样的信噪比下，接收符号中每个比特的LLR的绝对值与接收符号值有关，而接收符号值是由信道噪声决定的。接收符号中比特的LLR绝对值是衡量比特可靠度的度量，是一个随接收符号值变化的随机变量，其分布的均值和方差则由信噪比决定，某一信噪比下LLR绝对值低于某一门限值的比特的比例是一定的。在给定的比特删除LLR门限值下，可以确定每个比特的删除区域（或解调区域）和解调后的比特平均互信息。调整LLR解调门限值可进行解调比例和解调后平均比特互信息的连续调整，即使在信噪比变化时，也可使解调后的平均比特互信息保持不变，从而在固定的译码码字长度下保持一致的译码误码性能。
以256-QAM星座为例，对解调后的解调区域(或删除区域)、比特平均互信息和LLR解调门限进行分析。主要针对同相分量中的比特进行分析，由于对称性，正交分量中比特的分析过程和结果完全相同。接收端计算接收符号中每个比特的LLR，将其绝对值和预设LLR门限值L t相比较，大于该解调门限值的比特解调，否则删除。因此要计算删除操作后比特的互信息，必须先确定每个比特在接收符号值位于哪些区域中会被删除。
由式(3)可求出比特的LLR绝对值。图4是b 1~b 4的LLR绝对值随接收符号的同相分量r I变化的情况，信噪比为12dB。由于LLR的绝对值对r I是偶对称的，故图4中只绘出了r I≥0的部分，其中h 1~h 8为各比特LLR绝对值曲线与L t=1的水平线的交点。对于比特b i ，当其LLR绝对值|L(b i |r I)|>L t时解调，否则删除。因此，比特b i 的解调区域为使|L(b i |r I)|>L t的r I的范围，而删除区域为使|L(b i |r I)|<L t的r I的范围，和互补。如在L t=1时，根据图4，b 1~b 4比特的解调区域如下：
(8)
需要注意的是，各比特的解调区域取决于其LLR曲线与LLR门限值L t的交点，而这些交点是随信噪比和LLR门限值L t变化的。某一信噪比下，由式(3)可求出各比特的LLR绝对值，再通过|L(b i )|=L t就可计算得到这些交点。
在信道状态条件不好的情况下，可只解调接收符号中的部分比特，而未解调的比特视为删除。比特删除并不影响接收符号的熵（由式(5)计算得到），但影响比特已知条件下的条件熵。由于条件熵与条件概率密度函数有关，因此先对存在比特删除时接收符号同相分量的条件概率密度函数进行推导，正交分量的推导过程和结果完全相同。
当接收符号的同相分量值位于b i 的删除区域时，b i 将被删除，b i 条件下的接收符号同相分量的概率密度函数就退化为无条件概率密度函数。否则，b i 未删除时则为原来的条件概率密度函数。因此，在整个取值范围内，同相分量完整的条件概率密度函数由原来的条件概率密度函数和无条件概率密度函数两部分组成，并需要进行归一化处理，即
(9)
(10)
其中、分别为删除情况下比特b i 为0、1时r I的条件概率密度函数。α，β为归一化因子，表达式为
(11)
(12)
将式(11)、(12)代入式(6)得b i 条件下r I的条件熵为
(13)
将式(5)和(13)代入式(4)可得某一LLR门限值下各比特的平均互信息。为简便起见，将删除处理后每个比特的平均互信息简记为。注意，某比特删除后无互信息，未删除时有互信息，这里推导互信息的过程中已考虑了删除和未删除的情况，因此求出的就是所需要的平均互信息。发送的调制符号的同相分量s I和接收符号同向分量r I之间的互信息I(s I;r I)是4个比特互信息之和
(14)
由图4可知，某一信噪比下，预设LLR门限值L t一旦确定，删除区域和解调区域也就确定。要确定解调后平均的比特互信息还需要知道在该预设LLR门限值L t下每个接收符号（或同相、正交分量）平均解调出几个比特。在先验等概条件下，比特b i 的删除概率为
(15)
由于同一同相分量中的4个比特的删除概率不同，因此整体上比特的删除概率为4个比特删除概率的平均值：
(16)
正交分量中比特删除的概率相同，因此上式也就是所有比特的平均删除概率。而比特的解调比例为
(17)
一个接收符号的同相分量中有4个比特，当比特解调比例为P o时，平均解调出4P o个比特。平均比特互信息为
(18)
由于同相和正交分量的对称性，正交分量中的b 5~b 8的平均互信息与同相分量中b 1~b 4的平均互信息相同，删除操作后比特的平均互信息也完全相同。因此式(18)也就是所有解调比特的平均互信息。
由于本发明所提的自适应方案的解调比例可连续调整，因此可固定无率码的译码码字长度N。信噪比变化时，为达到期望的译码误码性能，只需调整删除概率，使解调后的平均比特互信息I b保持恒定即可。由前面的分析可知，某一信噪比下，解调后比特的平均互信息由解调比例和各比特的互信息决定(式(18))，解调比例和各比特的互信息都由解调和删除区域决定(式(13)、(17))，而删除区域则由LLR解调门限值决定(式(8))。因此，在一特定的信噪比下，解调后的平均比特互信息与和LLR解调门限值一一对应。在确定解调后要求的平均比特互信息I b后，需要反推出各信噪比下的LLR门限值。由于无法得到LLR门限值的解析表达式，需要通过数值计算，采用搜索的方法来获得。
平均比特互信息是关于LLR门限值的增函数，LLR解调门限值可采用二分搜索算法获得。采用二分法时需要知道搜索范围，即LLR门限值的最大、最小值。为提高搜索速度，搜索过程分为两个阶段：第一阶段确定搜索范围，第二阶段采用二分法得到门限值。算法1给出此搜索算法的具体过程：
算法1中，标号1~8行为第一阶段确定搜索范围，每次调整的步长为D。一旦确定L t在最大值L t max至最小值L t min间、间隔为D的搜索范围内就停止调整。标号9~23行为第二阶段采用二分法确定门限值L t。如果搜索区间的中间值L t mid下的平均比特互信息与期望的平均比特互信息之间差值的绝对值大于e(e为控制搜索精度的很小的正数），调整搜索区间，将L t max或L t min用L t mid替换，并继续搜索；否则停止搜索，置LLR解调门限值L t=L t mid。
下面将结合附图，以256-QAM和Raptor码为例，对本发明作进一步的详细描述。其中，Raptor码的预编码为码率为0.95的(3,60)的规则LDPC码，输入信息比特长度K = 9500，中间编码信息比特长度M = 10000。弱化的LT码采用文献[SHOKROLLAHI A. Raptor codes[J]. IEEE Transactions on Information Theory, 2006, 52(6): 2551-2567]中的度分布为
(19)
其中LT码和LDPC码都采用和积译码算法，最大迭代次数分别设定为100、50。发送端固定采用图1所示的256-QAM调制。
图3是根据式(4)~(7)计算得到的256-QAM符号的8个比特的平均互信息随信噪比变化的曲线图。由图3可知，所有8个比特的平均互信息都随着信噪比的增大递增。
图5为LLR门限值L t分别为0.5、1.5、2.5时解调比例随着信噪比的变化情况。可见，LLR门限值L t越高，比特解调比例越低；而相同的L t下，信噪比越大，比特解调比例越高。
图6给出了采用图1所示的方形256-QAM星座调制时，解调比例P o分别为0.75、0.5、0.25，以及对应相同频谱效率的64-QAM、16-QAM、QPSK调制符号的平均比特互信息与信噪比之间的关系。可见，删除部分低可靠度的比特后，解调器解调输出比特的平均互信息增大，比特删除比例越大，平均比特互信息越大。当解调比例为0.75时，两种自适应解调方案的平均比特互信息较64-QAM低，但非常接近。而解调比例为0.5、0.25的平均比特互信息则较16-QAM、QPSK有一定的差距。可通过针对自适应解调对星座图进行优化，可缩小自适应解调比特互信息与相同频谱效率的固定调制方式的平均比特互信息的差距。
图7为接收端进入译码器的比特长度N固定为19000时，256-QAM调制（即解调比例P o = 1）、解调比例P o为0.75、0.5、0.25，以及相同频谱效率的64-QAM、16-QAM、QPSK调制的误比特率(Bit Error Rate, BER)和误字率(Word Error Rate, WER)的仿真结果。图中4组曲线从右到左的频谱效率分别为4bit/s/Hz、3bit/s/Hz、2bit/s/Hz和1bit/s/Hz (已包含了编码)。可以看出，通过删除低可靠度的比特，即使在较低信噪比下也有较好的误码性能。该自适应解调方案与相同频谱效率的64-QAM、16-QAM、QPSK的误码性能有一定差距，这与平均比特互信息的分析结果一致。
本发明提出的自适应解调方案中需要确定不同信噪比下的LLR门限值。首先根据图7的仿真结果估计Raptor码的性能。这里以WER = 10-4为目标，根据图7估计出方解调比例P o =1、0.75、0.5、0.25，译码码字长度固定为N=19000时要求的信噪比。根据得到的信噪比，按照上面推导得到的解调比例与LLR门限值的关系，推出该信噪比下的LLR门限值。再根据该LLR门限值确定解调后的平均比特互信息I b，结果示于表1。
表1 解调比例P o=1/ 0.75/0.5/0.25下WER=10-4时平均比特互信息I b
理论上，在译码码字长度相同的情况下，平均比特互信息相同，也就是进入译码器的互信息总量相同时，译码后就应该获得相同的误码性能。但表1中的结果显示，在获得相同的误码性能的条件下，解调比例降低时，译码器要求的互信息总量有轻微的增加。这可能是由于采用的Raptor码并不是具有理想性能的编码，不同信噪比下，虽然通过自适应解调使得进入译码器的比特的平均互信息相同，但由于每个比特的互信息是随机变量，不同信噪比下（对应不同的解调比例）解调后比特互信息的分布并不相同，导致Raptor码译码后性能有轻微的差异。因而需要随信噪比的变化适当调整译码器对解调后比特平均互信息的要求值。
为了确定不同信噪比下比特平均互信息的调整量，根据表1中的4个信噪比值下的平均比特互信息进行拟合，以得到一定信噪比范围内的平均比特互信息值。平均比特互信息与信噪比之间的3阶拟合表达式设为
(20)
其中符号信噪比，单位为dB，，分别表示符号能量和噪声的单边功率谱密度，，，，为拟合参数。根据表1中的仿真估计结果，得到拟合参数、、、。拟合曲线如图8所示。
根据该微调后的平均比特互信息与信噪比的关系表达式，就可以算出不同信噪比下所需的平均比特互信息I b，再根据上面介绍的二分法搜索得到不同信噪比下的LLR门限值L t。搜索算法中，取Δ=1、，搜索得到的结果如表2所示。根据该表在信噪比2~15dB间每间隔1dB进行误字率的仿真，每个信噪比下仿真4×105个码字。仿真结果见表3，为比较方便，仿真结果也示于图9。
表2 不同信噪比下的似然比门限值和解调比例
表3 不同信噪比下WER仿真结果
由图9所示的仿真结果可知，各信噪比下，译码后误字率在10-4左右波动，波动幅度很小，说明本发明的性能符合预期。
图10给出本发明的自适应解调方案在不同信噪比下获得的频谱效率，误码性能指标仍为WER=10-4。由图10可知，频率效率随着信噪比的增大连续提高，这与前面互信息和误码性能与信噪比的关系一致。可见，应用本发明提出的自适应方案，可在发送端不调整编码和调制方案的情况下，能使频谱效率随信道条件的变化而变化，充分利用信道的传输能力。

Claims (9)

1.基于对数似然比门限的高阶QAM调制符号的自适应解调方法，其特征在于：发送端采用固定阶数的高阶方形QAM调制和无率纠错编码，接收端计算接收符号中每个比特的对数似然比绝对值，然后将对数似然比绝对值与预设对数似然比门限值相比较，大于该预设对数似然比门限值的比特解调，否则删除。
2.根据权利要求1所述基于对数似然比门限的高阶QAM调制符号的自适应解调方法，其特征在于：所述对数似然比由以下公式计算：
其中表示接收符号的对数似然比，表示噪声的单边功率谱密度，M表示QAM的调制阶数，和分别表示星座图中对应第i比特为0和1的所有星座点的集合，和分别表示接收符号的同相分量和正交分量，s I,j 和s Q,j 分别表示第j个星座点调制符号s j 的同相分量和正交分量。
3.根据权利要求1所述基于对数似然比门限的高阶QAM调制符号的自适应解调方法，其特征在于：所述预设的对数似然比门限值根据以下步骤确定：
（1）根据所采用的无率纠错编码的性能，以及根据译码复杂度约束而设定的译码码字长度，确定达到期望的译码误码性能时，进入译码器的平均比特互信息；
（2）根据步骤(1)中所述的平均比特互信息，按照平均比特互信息与比特解调比例的关系，得出不同信噪比下的解调比例；
（3）根据步骤(2)中得到的不同信噪比下的解调比例，进一步确定不同信噪比下的对数似然比门限值。
4.根据权利要求3所述基于对数似然比门限的高阶QAM调制符号的自适应解调方法，其特征在于：根据所述不同信噪比下的对数似然比门限值制作为一个表格，在通信过程中，接收端根据当前的信噪比查表确定对数似然比门限值。
5.根据权利要求3或4所述基于对数似然比门限的高阶QAM调制符号的自适应解调方法，其特征在于：调整所述对数似然比门限值可进行比特解调比例和解调后的平均比特互信息的连续调整，在信噪比变化时，使解调后的平均比特互信息保持不变，从而在固定的译码码字长度下保持一致的译码误码性能。
6.根据权利要求1到4任一项所述基于对数似然比门限的高阶QAM调制符号的自适应解调方法，其特征在于：所述发送端的高阶方形QAM采用方型M-QAM调制，方型M-QAM调制可等效为两个相互正交的阶的脉冲幅度调制，同相分量和正交分量携带相同数量的信息比特。
7.根据权利要求6所述基于对数似然比门限的高阶QAM调制符号的自适应解调方法，其特征在于：所述接收端具有译码过程，当解调器输出的比特长度达到设定的译码码字长度时，无率码的译码器即开始译码。
8.根据权利要求6所述基于对数似然比门限的高阶QAM调制符号的自适应解调方法，其特征在于：所述删除的规则是，当接收符号的同相分量值位于比特b i 的删除区域时，比特b i 将被删除，此时比特b i 条件下的接收符号同相分量的概率密度函数就退化为无条件概率密度函数；否则，b i 未删除时接收符号同相分量的概率密度函数则为原来的条件概率密度函数；根据删除后的概率密度函数计算比特的互信息；对于正交分量同理。
9.根据权利要求8所述基于对数似然比门限的高阶QAM调制符号的自适应解调方法，其特征在于：所述删除区域由以下方式确定，对数似然比绝对值通过|L(b i )|=L t计算得到交点，L(b i )表示对数似然比，L t表示对数似然比门限值，根据交点确定对数似然比小于对数似然比门限值的区域为删除区域。
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