CN106487246A - 恒压恒流交流-直流转换器 - Google Patents

Abstract

本发明申请公开了一种交流-直流转换器，包括：整流器，将交流电压转换为周期性直流电压；输出电容，向负载提供电流和电压；高压开关，工作在截止状态或导通状态，与输出电容串联耦合至整流器；控制电路，耦合至整流器、高压开关和输出电容，包括电压检测、电流检测和高压开关驱动电路；所述控制电路检测高压开关端口电压和输出电容电压，决定高压开关的工作状态；所述控制电路还检测流过高压开关的电流，当一个直流电压周期内通过高压开关的电荷总量达到预设值后，禁止高压开关在该周期继续处于导通状态。所述交流-直流转换器输出恒定的电压和电流，结构简单，成本低廉。

Description

恒压恒流交流-直流转换器

技术领域

本发明涉及交流-直流转换器技术，特别地，本发明涉及一种输出恒定的电压和电流的电源技术。

背景技术

电源是电子设备与电器的动力来源。电子设备与电器经常需要直流电源供电，因此，将交流电转换为直流电是最为常见的用电需求。

不同的用电设备对于直流电源的要求有所不同。家用电器(例如电磁炉)控制电路常常需要5V直流供电电压(恒压运用)。成都芯源系统有限公司的发明申请“一种电源转换器及其方法”(申请号CN201210327376)阐述了一种输出恒定电压的交流直流转换器，该发明申请没有考虑恒压运用中负载过重时如何限制输出电流。而LED照明电源则需要恒定的直流电流(例如60mA)驱动负载(恒流运用)。上海芯熠微电子有限公司的发明申请“交流-直流转换器及其方法”(申请号201510078564.1)阐述了一种输出恒定电流的交流直流转换器。该发明申请仅仅给出了恒流运用中负载过轻时如何粗略限制输出电压的方法。

对于恒压运用，当输出过载(例如负载短路)时，如果输出平均电流等于一个预设的电流，则可以有效避免出现因输出电流过大导致负载发热而损坏甚至烧毁的故障。同样，对于恒流运用，当输出轻载(例如负载开路)时，如果输出平均电压等于一个预设的电压，则可以有效降低输出端相关器件过压击穿的风险。

因此，一个既具有恒压、又具有恒流特性的结构简单、成本低廉的交流直流转换器能够满足更加广泛的应用需求，而这正是本发明的目标。

图1是本发明的交流直流转换器的负载特性曲线。在全负载范围内，该交流直流转换器输出恒定的电压或电流。当负载较轻时，转换器输出恒定的电压；而负载较重时，转换器输出恒定的电流；在负载特性曲线的拐点，转换器输出最大功率。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的缺点，提供一种具有恒定输出电压或电流的交流-直流转换器。

根据本发明的实施例，提出了一种交流-直流转换器，包括：整流器，将交流电压转换为周期性直流电压；输出电容，向负载提供电流和电压；高压开关，工作在截止状态或导通状态，与输出电容串联耦合至整流器；控制电路，耦合至整流器、高压开关和输出电容，包括电压检测电路、电流检测电路和高压开关驱动电路；在一个直流电压周期内，所述控制电路根据高压开关端口电压与输出电容电压决定高压开关的工作状态；控制电路还检测流过高压开关的电流，当一个直流电压周期内通过高压开关的电荷总量达到预设值后，禁止高压开关在本周期内继续处于导通状态。所述交流-直流转换器输出恒定的电压或电流，结构简单，成本低廉。

附图说明

图1本发明的交流直流转换器的负载特性曲线；

图2为基于本发明的交流-直流转换器的一个实施例示意图；

图3为图2实施例的交流-直流转换器控制器28的功能示意图；

图4为基于本发明图2至图3所示的交流-直流转换器主要节点的波形图；

图5为基于本发明的交流-直流转换器的另一个实施例示意图；

图6为图5实施例的交流-直流转换器控制器38的功能示意图；

图7为基于本发明图5至图6所示的交流-直流转换器主要节点的波形图；

具体实施方式

以下详细描述本发明的具体实施例。实施例的示例在附图中给出。应当注意，这里描述的实例只是用来举例说明，并不用于限制本发明。为了便于透彻理解本发明，阐述了实施的细节。然而，对于本领域一般技术人员显而易见的是，不必采用这些细节也可以实施本发明。在实施例的描述中，为了避免混淆本发明，对本领域众所周知的电路，例如单脉冲发生器与电流积分器未作具体描述。

在整个说明书中，对“一个实施例”、“实施例”、“一个示例”或“示例”的提及意味着，结合该实施例或者示例描述的特定特征、结构或者特性被包含在本发明至少一个实施例中。因此，在整个说明书的各个地方出现的短语“在一个实施例中”、“在实施例中”、“一个示例”或“示例”不一定都指同一个实施例或者示例。此外，可以以任何适当的组合和(或)子组合将特定的特征、结构或者特性组合在一个或者多个实施例或者示例中。因此，本领域的一般技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明目的，并且附图不一定是按照比例绘制的。应当指出，当称元件“耦合到”另一元件时，它可以直接耦合到另一元件，也可以存在中间元件。相反，当称元件“直接耦合到”另一元件时，不存在中间元件。相同或类似的附图标记表示相同或类似的元件或具有相同或类似操作的元件。

图2为根据本发明一实施例的交流-直流转换器20的拓扑结构示意图。如图2所示，交流-直流转换器20包括：整流器21，耦合至交流电，将交流电压Vac转换为周期性的直流电压Vdc；输出电容22，耦合至负载29，向负载提供电流IL和电压VL；高压MOS晶体管23，具有控制端口(栅极G)和功率端口(漏极D与源极S)，与输出电容22串联耦合至直流电压Vdc；高压MOS晶体管23具有两种工作状态：截止状态和导通状态。截止状态用于阻止整流器21向输出电容22和负载29传输电荷，导通状态用于允许整流器21向输出电容22和负载29传输电荷；交流-直流转换器20还包括：第一分压电阻25，耦合至高压MOS晶体管23的功率端口(漏极和源极)，用于检测高压MOS晶体管23的功率端口电压VDS。由于整流后的直流电压Vdc是一个周期性变化的电压信号，当需要MOS管23导通时，选择VDS电压较低的时刻使其从截止状态变为导通状态可以减小高压MOS管23的导通损耗；交流-直流转换器20还包括：第二分压电阻26，耦合至整流器，用于检测整流器的输出电压Vdc，进而得到输出电压VL。当输入交流电压Vac＞VL时，输出电压VL＝Vdc-VDS，当输入交流电压Vac＜VL时，输出电压VL＝Vdc，因而通过第一分压电阻25和第二分压电阻26及其相应检测电路可以检测输出电压VL；交流-直流转换器20还包括：第一电流检测电阻27，耦合至高压MOS晶体管23的源极(S)和参考地之间，用于检测流过高压MOS晶体管23的电流，将该电流对时间积分可以得到通过高压MOS晶体管23的电荷量；

图2所示的交流-直流转换器20还包括：控制器28，具有电压检测端VS和VD、电流检测端CS和输出端OUT，OUT耦合至高压MOS晶体管23的控制端栅极(G)，电压检测端VS和VD分别耦合至第一分压电阻25和第二分压电阻26。控制器28可以是一个单片集成电路，也可以与第一、第二分压电阻、电流检测电阻或高压开关组合构成一个集成度更高的单片集成电路。控制器28在一个直流电压周期内通过VS和VD端分别检测高压MOS晶体管28的功率端口电压VDS和整流器输出电压Vdc，决定高压MOS晶体管23是否导通以及从截止状态切换为导通状态的时刻；控制器28通过CS端检测第一电流检测电阻27上的电压，得出流过高压MOS晶体管23的电流Ics，将Ics对时间积分得到通过高压MOS晶体管23的电荷量；当一个直流周期内通过高压MOS晶体管23的电荷总量达到第一预设值Q时，控制器28使高压MOS晶体管23从导通状态切换为截止状态，并维持到下一个直流电压周期。

图3为图2实施例中控制器28的功能示意图。图4为基于本发明图2至图3所示的交流-直流转换器主要节点的波形图，图中一个直流电压周期从直流电压的波峰处开始计算。以下结合图2至图4对本发明的一个实施例进行详细说明。

本发明实施例实现恒定输出电压的方法为：通过图2所示第一分压电阻25、第二分压电阻26以及控制器28中相应的电路在一个直流电压周期的某一时刻检测输出电压VL，如果检测到的输出电压大于第一预设电压VLmean，则禁止当前或之后周期高压开关处于导通状态。如果检测到的VL电压低于第一预设电压VLmean，则允许高压开关在当前直流电压周期处于导通状态。如果当前直流电压周期的VL＜VLmean，则当高压开关功率端口电压VDS小于第二预设电压VDSon时，将高压开关从截止状态切换为导通状态。

具体地，在本发明图2至图4所示的实施例中，选择高压开关的功率端口电压VDS等于第二预设电压VDSon的时刻进行输出电压VL检测，以尽量共用电路资源。如图3所示，VL检测电路包括由第一比较器和单脉冲发生器组成的高压开关端口电压VDS检测电路281、由第二比较器2812组成的Vdc检测电路以及第一D触发器2813，第一RS触发器283。在VDS电压从高向低穿越第二预设电压VDSon时，2811中的第一比较器负输入端VS穿越Vref1，该第一比较器输出从低变高，单脉冲发生器在输出端S产生一个正脉冲；在脉冲上升沿时刻，第二比较器2812的输出状态被存入D触发器2813。D触发器2813的输出R1为高表征负载电压VL大于第一预设电压VLmean，R-S触发器283在当前直流电压周期内维持复位状态，OUT输出低电平，禁止当前直流电压周期内为输出电容补充电荷，直到下一个直流电压周期继续检测输出电压VL；图4波形中第一个直流电压周期(等于1/2交流电周期T)对应这种情况；在一个直流电压周期内，仅当输出电压VL低于第一预设值VLmean的条件下才为输出电容补充第一预设电荷量Q。这就保证了负载较轻时输出电压VL围绕VLmean波动，因此基于本发明的交流-直流转换器在轻载时输出恒定的平均电压。简单推理可得

VDSon＝(1+Rs1/Rs2)*Vref1

VLmean＝(1+Rd1/Rd2)*Vref2-(1+Rs1/Rs2)*Vref1

当检测到输出电压VL大于VLmean后，经过一个或多个不为输出电容补充电荷的直流电压周期，VL就会下降到VLmean之下。这样，一个新的直流周期开始后，图3中VL检测电路中D触发器2813的输出R1变为低；这表征在当前直流电压周期内允许为输出电容补充电荷，因而R-S触发器283在VDS电压等于VDSon(VS电位等于Vref1)时被2811的输出S置位，同时电流积分器282被复位，高压开关23开始导通。输出电容22的充电电流和负载电流经过第一电流检测电阻Rcs在CS端产生电压，电流积分器282计算通过高压开关23的电荷量；当一个直流电压周期内通过高压开关23的电荷总量达到第一预设电荷量Q时，电流积分器282输出端R2产生一个脉冲将R-S触发器283复位，当前周期的电荷传递过程结束，如图4中第二个直流电压周期Tdc(等于1/2交流电周期T)所示；在系统正常工作状态下，不论负载有多重，每一个直流电压周期通过高压开关的电荷总量等于第一预设电荷量Q；而通过高压开关的电荷在稳态下等于通过负载的电荷。由于交流电压的周期T是固定的，因而整流后直流电压周期也是固定的，所以重载下的负载平均电流是恒定的。对于图2所示的全波整流实施例，

ILmean＝Q/Tdc＝2*Q/T

也就是说，基于本发明图2至图4的实施例的交流-直流转换器在重载下具有恒流特性。

因此，基于本发明可以精确控制平均输出电压和平均输出电流。当用于驱动发光二极管时，恒定的平均输出电流可以实现发光亮度不随输入交流电压幅度波动而改变，也不随发光二极管导通电压的变化而改变。恒定的平均输出电压使发光二极管开路时输出电压受到限制，输出电容不被击穿。

在图2至图4所示的实施例中高压开关端口电压VDS检测电路还包括第三比较器288(图3)，其作用是，当VDS电压低过第三预设电压VDSoff时(VS电压低于Vref3，Vref3＜Vref1)，通过与门284切断驱动电路286对图2高压开关23栅极的驱动电流，降低输出下拉电阻287上的损耗，减小控制电路在交流电压Vac低于输出电压VL时段的工作电流。由于图2中输出电容22中存在等效串联电阻(ESR，equivalent serial resistance)，当图3中第一比较器2811输出从低变高时，图2中高压开关管23从截至状态切换为导通状态，输出电容22中等效串联电阻两端的电压从0变为正值，导致VS电压产生向下跳变。如果VS跳变电压低至Vref3，第三比较器288会出现误翻转，导致出现高压开关管23反复导通关断的异常状态，因此图3中第三比较器288的参考电压Vref3与第一比较器2811的参考电压Vref1需要有足够的电压差值。

图5为根据本发明的另一实施例30的拓扑结构示意图。如图5所示，交流-直流转换器30包括：整流器31，耦合至交流电，将交流电压Vac转换为周期性的直流电压Vdc；输出电容32，耦合至负载391，向负载提供电流IL和电压VL；高压MOS晶体管33，具有控制端口(栅极G)和功率端口(漏极D与源极S)，与输出电容32串联耦合至直流电压Vdc；高压MOS晶体管33具有两种工作状态：截止状态和导通状态。截止状态用于阻止整流器31向输出电容32和负载391传输电荷，导通状态用于允许整流器31向输出电容32和负载391传输电荷；交流-直流转换器30还包括：第一分压电阻35，耦合至高压MOS晶体管33的功率端口(漏极和源极)，用于检测高压MOS晶体管33的功率端口电压VDS。当需要MOS管33导通时，选择VDS电压较低时使其从截止状态变为导通状态可以减小高压MOS管33的导通损耗；交流-直流转换器30还包括：启动电阻36，耦合至整流器，用于为控制器38提供工作电流，并检测整流器的输出电压Vdc。当输入交流电压Vac＞VL时，输出电压VL＝Vdc-VDS，当输入交流电压Vac＜VL时，输出电压VL＝Vdc，因而通过第一分压电阻35和启动电阻36及其相应的检测电路可以检测输出电压VL；交流-直流转换器30还包括：第一电流检测电阻37，耦合至高压MOS晶体管33的源极(S)和参考地之间，用于检测流过高压MOS晶体管33的电流，将该电流对时间积分后可以得到通过高压MOS晶体管33的电荷量；

图5所示的交流-直流转换器30还包括：控制器38，具有电压检测端VS、电流检测端CS、输入端VIN、供电端VCC和输出端OUT，OUT耦合至高压MOS晶体管33的控制端(栅极G)，电压检测端VS耦合至第一分压电阻35，输入端VIN耦合至启动电阻36，供电端VCC耦合至储能电容39。在一个直流电压周期内，控制器38通过VS和VIN分别检测高压MOS晶体管33的功率端口电压VDS和整流器输出电压Vdc，决定高压MOS晶体管33是否导通以及从截止状态切换为导通状态的时刻；控制器38通过CS端检测第一电流检测电阻37上的电压，得出流过高压MOS晶体管33的电流Ics，将Ics对时间积分得到通过高压MOS晶体管33的电荷量；当一个直流周期内通过高压MOS晶体管33的电荷总量达到预设值时，控制器38使高压MOS晶体管33从导通状态切换为截止状态，并维持到下一个直流电压周期。

图6为图5实施例中控制器38的功能示意图。图7为基于本发明图5至图6所示的交流-直流转换器主要节点的波形图。以下结合图5至图7对本发明的这个实施例进行详细说明。

本发明实施例实现恒定输出电压的方法为：在一个直流电压周期的某一时刻通过检测流入VIN管脚的输入电流Iin以及相应的VDS电压检测输出电压VL，如果检测到的输出电压大于第一预设电压VLmean，则禁止当前或之后周期高压开关处于导通状态。如果检测到的VL电压低于第一预设电压VLmean，则当高压开关的功率端口电压VDS小于第二预设电压VDSon时，将高压开关从截止状态切换为导通状态。

在本发明图5至图7所示的实施例中，选择高压开关的功率端口电压VDS等于第二预设电压VDSon的时刻检测输出电压VL。如图6所示，在VDS电压从高向低穿越第二预设电压VDSon时，VDS检测电路3811中的第一比较器负输入端VS穿越第一参考电压Vref1，该第一比较器输出从低变高，单脉冲发生器输出端S产生一个正脉冲；在脉冲上升沿时刻，第二比较器3812A/3812B的输出状态被存入D触发器3813。第二比较器实质上是一个电流比较器，在本实施例中由电流-电压转换器3812A和电压比较器3812B组成；3812B的正输入端耦合至电流-电压转换器3812A。该第二比较器比较输入电流Iin与第一参考电流Iref1。如果输入电流Iin在高压开关功率端口电压VDS等于第二预设电压VDSon时刻的值大于m*Iref1(其中m为一个常数)，比较器3812B的正输入端电压大于参考电压Vref2，D触发器3813输出R1为高，表征负载电压VL大于第一预设电压VLmean，R-S触发器383维持复位状态，当前直流电压周期内禁止为输出电容补充电荷，直到下一个直流电压周期继续检测输出电压VL；图7波形中第一个直流电压周期(等于1/2交流电周期T)对应这种情况；在一个直流电压周期内，仅当输出电压VL低于预设值VLmean的条件下才为输出电容补充第一预设电荷量Q，从而保证了负载较轻时的输出电压VL围绕VLmean波动，因此基于本发明实施例30的交流-直流转换器在轻载时输出恒定的平均电压VLmean。简单推导可得

VDSon＝(1+Rs1/Rs2)*Vref1

VLmean＝Vz+Rst*(m*Iref1)-(1+Rs1/Rs2)*Vref1

其中Vz是供电端VCC钳位电压。当检测到输出电压VL大于VLmean后，经过一个或多个不为输出电容补充电荷的直流电压周期(Tdc)后，VL就会下降到VLmean之下。这样，一个新的直流周期开始后，图6中VL检测电路381中D触发器3813输出R1变为低，表征在当前直流电压周期内需要为输出电容补充电荷；R-S触发器383在高压开关端口电压VDS从高到低穿过第一预设电压VDSon(VS电位穿过Vref1)时被单脉冲发生器输出S置位，同时电流积分器382被复位，图5中的高压开关33开始导通。输出电容32的充电电流和负载电流经过第一电流检测电阻Rcs在CS端产生电压，电流积分器382计算通过高压开关33的电荷量；当一个直流电压周期内通过高压开关33的电荷总量达到第一预设电荷量Q时，电流积分器382输出一个脉冲将R-S触发器383复位，当前直流电压周期的电荷传递过程结束，如图7第二个直流电压周期Tdc(等于1/2交流电周期T)所示；在系统正常工作状态下，不论负载有多重，每一个直流电压周期通过高压开关的电荷总量等于第一预设电荷量Q；而通过高压开关的电荷，稳态下等于通过负载的电荷。由于交流电压的周期T是固定的，所以重载下的负载平均电流是恒定的：

ILmean＝Q/Tdc＝2*Q/T

也就是说，基于本发明图5至图7的实施例的交流-直流转换器在重载下具有恒流特性。

因此，基于本发明可以精确控制平均输出电压和平均输出电流。当用于驱动发光二极管时，恒定的平均输出电流可以实现发光亮度不随输入交流电压幅度波动而改变，也不随发光二极管导通电压的变化而改变。恒定的平均输出电压使得在负载开路时输出电压受到限制，输出电容不被击穿。

在图5至图7所示的实施例中高压开关端口电压VDS检测电路还包括第三比较器388(图6)，其作用是，当VDS电压低过第三预设电压VDSoff时(VS电压低于Vref3，Vref3＜Vref1)，通过与门384切断驱动电路386对图5高压开关33栅极的驱动电流，降低输出下拉电阻387上的损耗，减小控制电路在交流电压Vac低于输出电压VL时间段的工作电流。由于图5中输出电容32中存在等效串联电阻(ESR)，当图6中第一比较器3811输出从低变高时，图5中高压开关管33从截至状态切换为导通状态，输出电容32中等效串联电阻两端的电压从0变为正值，导致VS电压产生向下的跳变。如果VS跳变电压低至Vref3，会导致高压开关管33反复导通关断的异常状态，因此图6中第三比较器388的参考电压Vref3与第一比较器3811的参考电压Vref1需要有足够的电压差值。另外，与图2实施例不同的是，图5中检测高压开关33端口电压VDS的第一分压电阻35通过第一电流检测电阻37耦合至公共地，在高压开关33开始导通时流过检测电阻37的电流抬高了检测电阻37上端的电压，从而对VS电压的下冲产生一定的补偿。

虽然已经根据上述几个典型实施例描述了本发明，但是应该理解，所用的术语是说明和示例性的，而不是限制性的术语。由于本发明能够以多种形式具体实施而不脱离本发明的精神或实质，所以应当理解，上述实施例并不限于任何前面所述的具体细节，而应当在权利要求所限定的精神和范围内广泛地理解。因此，落入权利要求或其等效范围内的全部变化和改型都为权利要求所涵盖。

Claims (12)

1.一种交流-直流转换器，其特征在于，所述交流-直流转换器包括：

整流器，将交流电压转换为周期性直流电压；

输出电容，向负载提供电压和电流；

高压开关，与输出电容串联耦合至整流器，所述高压开关具有两种工作状态，当高压开关处于第一状态时，所述高压开关阻止整流器向输出电容和负载传输电荷；当高压开关处于第二状态时，所述高压开关允许整流器向输出电容和负载传输电荷；

控制电路，根据输出电容电压、高压开关端口电压和通过高压开关的电荷量控制高压开关的工作状态。

2.如权利要求1所述的交流-直流转换器，其特征在于，所述控制电路包括第一电压检测电路，耦合至高压开关；所述控制电路还包括第二电压检测电路，耦合至整流器；所述控制电路在一个直流电压周期的某一时刻检测整流器电压和高压开关端口电压，计算输出电容电压；当输出电容电压大于第一预设电压时，禁止高压开关在当前或之后的直流电压周期内处于第二状态；当输出电容电压小于第一预设电压时，允许高压开关在其端口电压低于第二预设电压时进入第二状态。

3.如权利要求1所述的交流-直流转换器，其特征在于，所述控制电路包括电流检测电路，耦合至高压开关；所述电流检测电路包括电流积分器，所述电流积分器对一个直流电压周期内流过高压开关的电流进行积分，得到通过高压开关的电荷量；当所述电荷量达到第一预设电荷量时，禁止所述高压开关在当前直流电压周期内继续处于第二状态。

4.如权利要求3所述的交流-直流转换器，其特征在于，所述电流检测电路包括第一电流检测电阻，耦合至高压开关和公共地。

5.如权利要求2所述的交流-直流转换器，其特征在于，所述第一电压检测电路包括第一电压比较器和第一分压电阻，所述第一分压电阻耦合至高压开关和第一电压比较器；当所述第一分压电阻的抽头电压低于第一参考电压时，第一电压比较器输出翻转，同时第二电压检测电路检测整流桥电压，由此计算输出电容电压。

6.如权利要求4和权利要求5所述的交流-直流转换器，其特征在于，所述第一分压电阻通过第一电流检测电阻耦合至公共地。

7.如权利要求5所述的交流-直流转换器，其特征在于，所述第二电压检测电路包括第二比较器，所述第二比较器接受反映整流器电压的第一信号，当所述第一分压电阻的抽头电压低于第一参考电压时，如果所述第一信号大于第一参考信号，则表征输出电容电压大于第一预设电压，如果所述第一信号小于第一参考信号，则表征输出电容电压小于第一预设电压。

8.如权利要求7所述的交流-直流转换器，其特征在于，所述第二比较器为电压比较器，所述第一参考信号为第二参考电压；所述第二比较器的第一输入端通过第二分压电阻耦合至整流桥，所述第二比较器的第二输入端耦合至第二参考电压。

9.如权利要求7所述的交流-直流转换器，其特征在于，所述第二比较器为电流比较器， 所述第一参考信号为第一参考电流；所述电流比较器的第一输入端耦合至第一启动电阻，流过第一启动电阻的电流反映整流器电压；所述电流比较器将流过第一启动电阻的电流与第一参考电流进行比较。

10.如权利要求2至权利要求9所述的交流-直流转换器，其特征在于，所述第一电压检测电路还包括第三电压比较器，耦合至高压开关；当所述高压开关端口电压小于第三预设电压时，所述第三电压比较器输出状态翻转，控制电路切断高压开关的驱动电流，以降低控制电路的工作电流。

11.如权利要求5至权利要求9所述的交流-直流转换器，其特征在于，所述控制电路包括第一D触发器，在所述第一比较器输出翻转时刻将所述第二比较器的输出存入所述第一D触发器；所述第一D触发器具有两种状态，第一状态对应输出电容电压小于第一预设电压，允许高压开关进入第二状态；所述第一D触发器的第二状态对应输出电容电压大于第一预设电压，禁止高压开关在当前或之后的直流电压周期内处于第二状态。

12.如权利要求11所述的交流-直流转换器，其特征在于，所述控制电路包括第一RS触发器，所述第一RS触发器在所述第一D触发器处于第二状态时处于复位状态，所述高压开关处于第一状态；所述第一RS触发器在所述第一D触发器处于第一状态时，当所述高压开关端口电压低于第二预设电压时，所述第一RS触发器被置位，允许高压开关处于第二状态；当通过所述高压开关的电荷量达到第一预设电荷量时，所述第一RS触发器被复位。