CN106465502A

CN106465502A - 用于驱动负载的驱动器

Info

Publication number: CN106465502A
Application number: CN201580028686.8A
Authority: CN
Inventors: 李朵; D·J·A·克莱森斯; 张辉
Original assignee: Koninklijke Philips NV
Current assignee: Signify Holding BV
Priority date: 2014-05-30
Filing date: 2015-05-18
Publication date: 2017-02-22
Anticipated expiration: 2035-05-18
Also published as: EP3150025A1; US20170196056A1; EP3150025B1; CN106465502B; US9848467B2; WO2015180989A1

Abstract

用于驱动负载(L)的驱动器(1)，驱动器具有BiFRED拓扑结构并且包括：‑第一输入端子(5)和第二输入端子(6)；‑用于连接负载的一对输出端子(9a、9b)；‑耦合至输入端子的BiFRED转换器，包括：‑耦合至第一输入端子(5)的第一电感器(L1)；与第一电感器串联连接的第一电容器(C1)；‑在第一电感器和第一电容器的互连点与第二输入端子(6)之间的可控开关(S1)；‑耦合在第一电容器和第二输入端子之间的第二电感器(L2)；‑用于控制可控开关(S1)的控制设备(20、30)；其中所述控制设备(20、30)包括：‑第一感测元件(21)，其用于感测通过所述开关(S1)的电流并且提供与所述电流成比例的第一输出信号，所述电流是第一电感器(L1)的充电电流和第一电容器(C1)的放电电流之和；‑用于提供基准信号的基准器件(24)；‑比较元件，其用于比较所述第一输出信号与所述基准信号，并且用于当所述第一输出信号等于或高于所述基准信号时，在可控开关的振荡的每一个转变中，将所述开关切换至非导通状态；‑连接在所述输出端子(9a、9b)之间的输出电容器(C2)；‑与所述输出电容器(C2)串联连接的第二二极管(D2)；‑第二感测元件(25)，其用于感测通过所述第二二极管(D2)的电流，并且用于当通过所述第二二极管(D2)的所述电流到达零时，提供用于将所述开关切换至导通状态的第二输出信号；其中所述第二感测元件(25)包括感应地耦合至所述第二电感器(L2)的感测电感器(25)，其中感测电感器(25)的一端连接至第二输入端子(6)并且感测电感器的相对端耦合至可控开关(S1)的控制端子。

Description

用于驱动负载的驱动器

技术领域

本发明总体上涉及照明领域，具体涉及LED照明。本发明更具体地涉及用于LED灯的驱动器，但是该驱动器还可以用于其它类型的负载。

背景技术

LED照明技术迅速地发展。特别地，LED变得以降低的价格可得。对于LED照明设备中的使用，存在提供低成本LED驱动器的一般期望。例如，通过减少部件数目可以实现降低成本，并且单级驱动器架构是优选的。另一方面，随着LED功率的增加，驱动器必须满足关于线路电流的失真的更加严格的需求。尽管在单级架构情况下，低线路电流失真是可行的，但是经常存在负载调节和线路调节、线路电流失真和输出波纹(颤动)以及对应缓冲器尺寸和成本之间的权衡。

熟知的单级驱动器拓扑结构是BiFRED拓扑结构(升压型集成回扫整流器/能量存储DC/DC转换器)。

图1是示意性地示出BiFRED转换器1的框图，BiFRED转换器1由市电2供电以用于驱动LED负载L。附图标记3指示整流器，附图标记4指示EMI过滤器。实际转换器包括第一二极管D1、第一电感器L1、存储电容器C1和第二电感器L2的串联布置，该串联布置连接在第一输入端子5和第二输入端子6之间。输入端子5和6被连接至过滤器4的输出。

注意第一二极管D1和第一电感器L1的顺序可以是不同的。另外注意存储电容器C1和第二电感器L2的顺序可以是不同的。另外注意第一二极管D1的方向确定电流流动的方向，并且因此确定输入端子的互相的极性。为便利，第一输入端子5将被称作“高”输入端子，同时第二输入端子6将被称作“低”输入端子。

附图标记A指示第一电感器L1与存储电容器C1和第二电感器L2的串联布置之间的节点。可控开关S1连接在节点A和低输入端子6之间。

转换器1还包括并联连接至第二电感器L2的，第二二极管D2与输出电容器C2和LED负载L的并联布置的串联布置。附图标记9a和9b指示用于连接负载的输出端子。注意转换器还可以用于其它类型的负载。

附图标记8指示用于开关S1的控制设备。该控制设备控制开关S1为导通(第一状态)或非导通(第二状态)的，并且以某个重复频率在这两个状态之间交替。

基本操作如下。在第一状态期间，开关是导通的，并且经由开关S1，第一电感器L1从整流市电进行充电。第一电感器L1中的能量是磁能，该磁能与电感器电流成比例。电感器电流增加。

在第二阶段期间，开关是非导通的，电感器电流继续流动，第一电感器L1放电并且存储电容器C1充电。第一电感器L1中的电流减小，同时存储电容器C1上的电压增大。从L1到C1的充电电流还部分地流动通过第二电感器L2并且部分地经由第二二极管D2以向LED供电以及对输出电容器C2充电。

在第一阶段期间，经由开关S1，存储电容器C1也在第二电感器L2上放电。在第二阶段期间，第二电感器L2中储存的能量将用于对输出电容器C2充电以及向LED供电。

图1B是示出由附图标记11指示的转换器的备选实施例的示意图。在该备选实施例中，第二电感器L2是变压器T1的原绕组，变压器T1具有副绕组L3，副绕组L3连接至第二二极管D2。使用这样的变压器的优点是，原绕组和副绕组可以互相隔离以提供输入和输出之间的绝缘，并且相应匝数可以具有高于1的比率以在输出处提供电压的增加，但是在其它方面，操作与以上所述相同。

对于转换器的正确操作，从第一状态到第二状态以及从第二状态到第一状态的切换时刻的定时是重要的。控制设备可以在任意高频率处操作，但是考虑到充电电流是从整流市电得到的事实，负载中的电流可以具有等于市电频率的两倍的频率分量(波纹)。通常地，例如市电频率是50Hz(欧洲)或60Hz(美国)，并且因此LED光输出可以具有100Hz或120Hz的波纹频率。这是可观察的，并且因此期望波纹电流的幅度尽可能的低。

另外，从市电抽取的功率必须是与负载L消耗的功率成比例的，并且这通过适配切换控制的占空比来实现，其中第一状态的相对持续时间的增加对应于功率的增加。

在现有技术的单级PFC LED驱动器中的典型方法是，在DC/DC转换器的输出处，放置缓冲或100Hz/120Hz的颤动过滤，这是因为在转换器的输入处放置显著缓冲将会贬低功率因数以及增加线路电流失真。输出缓冲器通常包括大输出电容器C2，大输出电容器C2与LED的动态电阻形成时间常数。为改进LED功效，在过去十年中，LED制造者一致地减小LED的动态电阻，这使得输出缓冲器尺寸和成本显著增加。

发明内容

本发明目的为提供开关控制设备8的新设计，开关控制设备8可以使用小数目的相对简单的部件来构造，并且因此具有低成本，而同时充分地并且可靠地提供输出电流波纹减少、输出电流调节、线路电流调节以及线路电流成形的功能，以减小线路电流失真，并且还提供高功率因数。

一方面中，本发明提供用于驱动负载的驱动器，该驱动器具有BiFRED拓扑结构并且包括：

第一输入端子和第二输入端子；

用于连接负载的一对输出端子；

-耦合至输入端子的BiFRED转换器，包括：

-第一电感器，其耦合至第一输入端子；

-与第一电感器串联连接的第一电容器；

-在第一电感器和第一电容器的互连点与第二输入端子之间的可控开关；

-耦合在第一电容器和第二输入端子之间的第二电感器；

-用于控制可控开关的控制设备；

其中所述控制设备包括：

-第一感测元件，其用于感测通过所述开关的电流并且提供与所述电流成比例的第一输出信号，所述电流是第一电感器的充电电流和第一电容器的放电电流之和；

-用于提供基准信号的基准器件；

-比较元件，其用于比较所述第一输出信号与所述基准信号，并且用于当所述第一输出信号等于或高于所述基准信号时，在可控开关的振荡的每一个转变中，将所述开关切换至非导通状态；

该方面的优点是输出电流波纹被大幅减小。

在一个优选实施例中，BiFRED转换器包括：

第一二极管和第一电感器的第一串联布置，该第一串联布置具有连接至第一输入端子的一端并且具有连接至第一节点的相对第二端；

第一电容器和第二电感器的第二串联布置，该第二串联布置具有连接至第二输入端子的一端并且具有连接至第一节点的相对第二端；

连接在第一节点和第二输入端子之间的可控开关，其中当开关导通时，第一电感器由输入端子充电，并且第一电容器放电以对第二电感器充电，并且当开关不导通时，第一电感器放电以对第一电容器充电，并且所述开关适于振荡以用于转换功率；

连接在所述输出端子之间的输出电容器；

与所述输出电容器串联连接的第二二极管；

其中第二二极管和输出电容器的串联布置与所述第二电感器并联连接，或与感应地耦合至所述第二电感器的第三电感器并联连接；

以及所述控制设备还包括：

-第二感测元件，其用于感测通过所述第二二极管的电流，并且用于当通过所述第二二极管的所述电流到达零时，提供用于将所述开关切换至导通状态的第二输出信号。

该设计的驱动器具有包括相对简单和低成本控制电路的优点，该控制电路在不需要附加的隔离反馈回路的情况下提供高性能，并且保证该电路的输出部分总是在边界导通模式工作。

在一个优选实施例中，所述第一电感器具有选择的感应率，以便在所述开关的非导通状态中，所述第一电感器中的电流在第二感测元件将所述开关切换至导通状态之前到达零。这保证了该电路的输入部分总是在非连续模式工作。

在一个特殊实施例中，所述第二感测元件包括感应地耦合至所述第二电感器的感测电感器。这提供了实施第二感测元件的简单并且低成本的方式。

在一个特殊实施例中，所述第一感测元件包括连接在开关和第二输入端子之间的感测电阻器。这提供了实施第一感测元件的简单并且低成本的方式。

在一个优选实施例中，开关包括晶体管或FET，晶体管或FET具有耦合至所述节点的第一电流路径端子，具有经由感测电阻器耦合至第二输入端子的第二电流路径端子，并且具有控制端子。这提供了实施开关的简单并且低成本的方式。

进一步的有利细化说明在从属权利要求中提及。

注意文件US 2002/0154521公开绝缘的BiFRED转换器，其包括与可控开关S1串联的测量电阻器RS，以便第一电感器L1的充电电流以及存储电容器C1的放电电流通过该测量电阻器RS，并且电流和在测量电阻器RS上生成测量电压，该测量电压被使用作为用于控制设备ST的控制输入信号。然而，该文件未公开如何处理该控制输入信号以提供用于可控开关S1的实际控制输出信号。并且US 20050168199A1公开了具有感测电阻器的库克(cuk)类型转换器。

附图说明

参照附图，通过一个或多个优选实施例的以下描述，将进一步解释本发明的这些和其它方面、特征以及优点，在附图中，相同的附图标记指示相同或相似的部分，并且其中：

图1A是示意性地示出根据现有技术的非绝缘BiFRED转换器的框图；

图1B是示意性地示出根据现有技术的绝缘BiFRED转换器的框图；

图2示意性地示出根据本发明的示例性开关控制设备的电路图；

图3示意性地示出根据本发明的另一个示例性开关控制设备的电路图；

图4A是图示转换器中的电流波形的图；

图4B是与图4A可比的但是在更大时间尺度上的图；

图4C是图示转换器中的电流波形包络的图；

图4D是图示用于转换器的输入电压和电流波形的图；

图5是图示针对根据图2的转换器的试验样本，作为供应电压的函数的测量的输出电流的图，；

图6A是图示针对根据图2的转换器的试验样本，作为时间的函数的测量的输出电流的图；

图6B是图示针对根据图2的转换器的该试验样本的测量的频率成分的图；

具体实施方式

图2示意性地示出根据本发明的开关控制设备20的电路图。该发明的开关控制设备可以被使用在图1A和1B的任何转换器中。在所示出的示例性实施例中，开关S1被实现为双极晶体管，但是例如MOSFET的备选实施方式也是可能的。感测电阻器21被连接在开关S1的发射极端子和低输入端子6之间的开关电流路径中。经由第二电阻器22，开关S1的集电极端子被连接至节点A，但是这不是必要的并且也可以省略该电阻器。偏压电阻器23将开关S1的基极端子连接至高输入端子5。电压限制器24(这里体现为齐纳二极管)被连接在开关S1的基极端子和低输入端子6之间。

另外，在开关S1的基极端子和低输入端子6之间，连接第四电阻器28、辅助电容器26和反馈电感器25的串联布置。第三二极管27被并联连接至辅助电容器26，第三二极管27具有指向开关S1的基极端子的阴极。反馈电感器25被磁耦合至第二电感器L2，其具有与第二电感器L2相同的方向，因此第二电感器L2中的增加的电流将会引起反馈电感器25上感应的增加的电压。

操作如下。

最初，在上电时，辅助电容器26是空的，因此开关S1的基极端子处的电压为零并且开关S1是非导通的。经由偏压电阻器23，辅助电容器26将接收小的充电电流，引起开关S1的基极端子处的电压上升。当该电压达到基极-发射极阈值电压时，开关S1将开始变得导通。如上所述，存储电容器C1将在第二电感器L2上放电，这引起将在反馈电感器25上感应的正电压。该正电压被馈送至开关S1的基极端子以加速转变至其导通状态。经由旁路辅助电容器26的阻抗的电流路径，并联至辅助电容器26的第三二极管27允许提供额外的基极电流。

在开关S1在其导通状态的情况下，第一电感器L1的充电电流和存储电容器C1的放电电流一起流动通过感测电阻器21，引起感测电阻器21上的电压降并且因此开关S1的发射极端子处的电压上升。因此，开关S1的基极端子处的电压电平上升(是发射极电压加上基极和发射极之间的正向电压Vbe)。另一方面，开关S1的基极端子处的电压电平由齐纳二极管24限制。当开关S1的基极端子处的电压电平达到齐纳二极管的击穿电压时，开关S1的基极电压可以不再上升，并且上升的发射极电压将引起开关S1转变至其非导通状态。

如上所述，在开关S1的该非导通状态，第一电感器L1被放电以对存储电容器C1充电，并且第二电感器L2被放电以对输出电容器C2充电以及向负载L供电。现在，反馈电感器25上的电压是负的，保持开关S1在其非导通状态。在第二电感器L2放电的情况下，第二二极管D2中的电流的幅度减小。当该幅度变为零时，反馈电感器25两端的电压将变为正的，引起开关S1的基极处的正电压并且因此使开关S1转变至其导通状态。以上开关周期本身重复。

因此将看到转换器是自激振荡的。反馈电感器25中的最小电流是零安培，因此转换器以临界不连续模式(Critical Discontinuous Mode)操作。

因此，开关周期的定时基于两个机理。当使开关S1导通时，第一机理控制：这是临界不连续模式。当使开关S1非导通时，第二机理控制：该机理基于最大化第一电感器L1的充电电流和存储电容器C1的放电电流之和，即，该和的峰值总是恒定的。在不需要用于输出电流控制的任何附加的控制回路的情况下，不考虑输入电压和输出电压，这两个控制机理组合起来确保恒定的输出电流。

图3是与图2可比的图，其示出开关控制设备30，开关控制设备30是图2的开关控制设备20的进一步细化。代替直接连接至开关S1的基极端子的齐纳二极管24，开关加速器电路35被连接在齐纳二极管24和开关S1的基极端子之间，该开关加速器电路35包括二极管34，二极管34的阴极连接至齐纳二极管24的阴极，并且二极管34的阳极连接至第一晶体管31的基极端子。第一晶体管31具有连接至开关S1的基极端子的它的发射极端子，并且具有经由第五电阻器32连接至低输入端子6的它的集电极端子。第二晶体管33具有连接至第一晶体管31的集电极端子的它的基极端子，具有连接至第一晶体管31的基极端子的它的集电极端子，并且具有连接至低输入端子6的它的发射极端子。电路35是要检测作为开关电流将要为零的指示器的齐纳二极管24中的击穿电流，并且操作以使得开关电流尽可能快地为零。

如上所提及的，在开关S1的导通状态中，在增大通过感测电阻器21的电流的情况下，开关S1的发射极电压上升，因此开关S1的基极电压上升。最初，第一晶体管31是非导通的。第一晶体管31的基极电压跟随第一晶体管31的发射极电压，其等于开关S1的基极电压。当开关S1的基极电压达到齐纳二极管24的击穿电压加上二极管34的正向电压时，齐纳二极管24将击穿并且抽取第一晶体管31中的电流，以便该第一晶体管31转变至其导通状态。因此，开关S1的基极电压被拉下来，并且开关S1关闭。另外，第五电阻器32上的电压降升高并且第二晶体管33变得导通，短路了齐纳二极管并且加速了开关S1的关断以及辅助电容器26的放电。

控制设备30的优点是其实现了开关S1的更快的关断。因此，在一方面当感测电阻器21两端的电压达到如由齐纳二极管24确定的关断值时的时刻、与当开关S1实际上变为非导通时的时刻之间的延迟被减小，因此开关定时更准确地关联于电流检测，并且调节更好。

如之前已经提及的，在第二阶段期间，第一电感器L1中的电流减小并且第二电感器L2中的电流也减小。在时间上的某个时刻，这些电流变为零，但是该定时依赖于部件值。在一个优选实施例中，选择第一电感器L1的电感值以及第二电感器L2的电感值，以便第一电感器L1中的降低的电流总是在第二电感器L2中的降低的电流达到零之前达到零。C1值足够大以保证其仅仅是从L1到LED负载的传输能量的函数，因此目标是设计L1和L2值以保证L1总是在非连续模式工作。关于L1和L2的关系，其依赖于输入电压(端子5和6)以及输出电压(端子9a和9b)。因此不能简单的说L1<L2。

如以上所解释的，控制开关S1从导通状态到非导通状态的切换是基于第一电感器L1中的充电电流和存储电容器C1的放电电流之和。切换开关S1至其导通状态是基于第二二极管D2中的输出电流达到零。因此，第一电感器L1中的电流IL1以及存储电容器C1中的电流IC1具有互补的波形包络。图4A是示出在驱动器的试验性实施例中得到的作为时间(以任意单位的水平轴)的函数的这些电流(以任意单位的垂直轴)的图。从D1到L1到C1到L2的方向被取作正方向，因此IC1被示出为是负的。该图示出，在当开关S1导通时的从t1到t2的第一状态期间，IL1的幅度从可以高于零的最低值上升至最高值，L1值将被设计以保证IL1从零上升至最高值。

然而IC1的幅度(即，绝对值)从可以高于零的最低值上升至最高值。在开关S1非导通时的从t2到t3的第二状态期间，IL1和IC1减小至它们相应的最低值。由于在时间t2，IL1和IC1之和将总是具有相同的值，所以当第一电感器L1中的最高充电电流增大时，存储电容器C1的最高放电电流将总是减小，并且反之亦然。

图4B示出在较大时间尺度下的相同的电流，该较大时间尺度覆盖市电的完整周期。以任意单位，图4B还示出整流市电电压V5的波形。附图清晰地示出电流的互补波形包络。另外，附图清晰地示出IL1(即，线路电流)的波形包络跟随整流市电电压V5，并且与其同相，这样利于功率因数校正。图4C示出经由低通滤波器通过测量IL1获得的IL1的波形包络、连同整流市电电压V5，并且图4D示出在整流器3的输入处测量的输入电压V3和输入电流I3，整流器3被实现为格雷茨桥。发现总谐波失真是大约8％，并且发现功率因数是大约99％。注意，该接近完美的电流成形是在没有输出电流设置点的任何调制的情况下获得的。

在使用变化的AC供应代替市电的试验中，供应电压是变化的并且测量负载L中的输出电流。图5示出作为供应电压(水平轴)的函数的测量的输出电流(垂直轴)。可以看出，在供应电压值的大范围上，输出电流大致是恒定的。发现输出电流对输入电压的轻微的依赖性是归因于试验样本中的电流检测器/比较器的非理想行为。

电流之和的控制方法增加了在市电的零交叉周围通过第二电感器L2/L3的电流(见图4B)。这给出了零交叉周围输出电流的上升，并且引入了输出波纹的倍频，这是有益的，因为当频率增加时，颤动和频闪效应变得不太明显。图6A和图6B是分别示出在时域以及频域中的在根据图2的测试电路中获得的输出电流的图。峰值波纹和平均波纹之间的比率近似是18％。波纹的100Hz分量近似是DC值的10％，并且200Hz分量也是DC值的大约10％。

总之，本发明提供驱动器，其包括：

第一二极管和第一电感器，串联连接在第一输入端子和第一节点之间；

第一电容器和第二电感器，串联连接在第二输入端子和第一节点之间；

开关，其连接在第一节点和第二输入端子之间；

电容器，其连接在输出端子之间；

第二二极管，其与所述电容器串联连接。

第二二极管和电容器的串联布置与所述第二电感器并联连接，或与感应地耦合至所述第二电感器的第三电感器并联连接。

当通过所述开关的电流等于或高于阈值时，所述开关被控制至非导通状态。

当通过所述第二二极管的电流达到零时，所述开关被控制至导通状态。

尽管在附图和之前的描述中，本发明已经被详细地图示并且描述，但是本领域的技术人员应当清楚这样的图示和描述要被认为是说明性的或示例性的并且不是限制性的。本发明不限于公开的实施例；相反，如在所附权利要求中限定的本发明的保护范围内，若干变化或修改是可能的。

例如，代替将感测电阻21的感测电压和齐纳二极管24的基准电压分别连接至开关晶体管S1的发射极端子和基极端子，还可能的是，将这些电压施加至比较器的相应输入端子，并且基于来自这种比较器的输出信号来驱动开关晶体管S1。

通过附图、公开内容和所附权利要求的学习，在实践所要求保护的本发明中，公开实施例的其它变化可以由本领域的技术人员理解和实现。在权利要求中，词语“包括”不排除其它元件或步骤，并且不定冠词“一”或“一个”不排除多个。单个处理器或其它单元可以实现权利要求中记载的几项的功能。即使某些特征被记载在不同从属权利要求中，本发明还涉及共同包括这些特征的实施例。权利要求中的任何附图标记不应当被解释为限制范围。

以上所述中，参照框图，本发明已被解释，框图图示根据本发明的设备的功能块。要理解，这些功能块中的一个或多个可以在硬件中被实现，其中这样的功能块的功能由单独的硬件部件执行，但是这些功能块中的一个或多个在软件中实现也是可能的，使得这样的功能块的功能由计算机程序或可编程设备(诸如微处理器、微控制器、数字信号处理器等)的一个或多个程序线来执行。

Claims

1.一种用于驱动负载(L)的驱动器(1)，所述驱动器具有BiFRED拓扑结构并且包括：

第一输入端子(5)和第二输入端子(6)；

用于连接所述负载的一对输出端子(9a、9b)；

耦合至输入端子的BiFRED转换器，包括：

第一电感器(L1)，其耦合至第一输入端子(5)；

第一电容器(C1)，其与所述第一电感器(L1)串联连接；

可控开关(S1)，在所述第一电感器(L1)和所述第一电容器(C1)的互连点与所述第二输入端子(6)之间；

第二电感器(L2)，耦合在所述第一电容器(C1)和所述第二输入端子(6)之间；

控制设备(20、30)，用于控制所述可控开关(S1)；

其中所述控制设备(20、30)包括：

第一感测元件(21)，其用于感测通过所述开关(S1)的电流并且提供与所述电流成比例的第一输出信号，所述电流是所述第一电感器(L1)的充电电流以及所述第一电容器(C1)的放电电流之和；

用于提供基准信号的基准器件(24)；

比较元件，用于将所述第一输出信号与所述基准信号进行比较，并且用于当所述第一输出信号等于或高于所述基准信号时，在所述可控开关的振荡的每一个转变中，将所述开关切换至非导通状态；

连接在所述输出端子(9a、9b)之间的输出电容器(C2)；

与所述输出电容器(C2)串联连接的第二二极管(D2)；

第二感测元件(25)，用于感测通过所述第二二极管(D2)的电流，并且用于当通过所述第二二极管(D2)的所述电流到达零时，提供用于将所述可控开关(S1)切换至导通状态的第二输出信号；

其中所述第二感测元件(25)包括感应地耦合至所述第二电感器(L2)的感测电感器(25)，其中所述感测电感器(25)的一端连接至所述第二输入端子(6)并且所述感测电感器的相对端耦合至所述可控开关(S1)的控制端子。

2.根据权利要求1所述的驱动器，其中所述BiFRED转换器包括：

第一二极管(D1)和所述第一电感器(L1)的第一串联布置，所述第一串联布置具有连接至所述第一输入端子(5)的一端并且具有连接至第一节点(A)的相对第二端；

所述第一电容器(C1)和所述第二电感器(L2)的第二串联布置，所述第二串联布置具有连接至所述第二输入端子(6)的一端并且具有连接至所述第一节点(A)的相对第二端；

所述可控开关(S1)连接在所述第一节点(A)和所述第二输入端子(6)之间，其中当所述开关导通时，所述第一电感器(L1)由所述输入端子充电，并且所述第一电容器(C1)放电以对所述第二电感器充电，以及当所述开关不导通时，所述第一电感器(L1)放电以对所述第一电容器(C1)充电，并且所述开关适于振荡以用于转换功率；

其中第二二极管(D2)和输出电容器(C2)的所述串联布置与所述第二电感器(L2)并联连接，或与感应地耦合至所述第二电感器(L2)的第三电感器(L3)并联连接。

3.根据权利要求2所述的驱动器，其中所述第一电感器(L1)具有选择的感应率，以便在所述开关(S1)的非导通状态中，所述第一电感器(L1)中的所述电流(IL1)在所述第二感测元件(25)将所述开关切换至导通状态之前到达零。

4.根据权利要求1所述的驱动器，其中所述第一感测元件(21)包括连接在所述开关(S1)和所述第二输入端子(6)之间的感测电阻器(21)。

5.根据权利要求1所述的驱动器，其中所述基准器件(24)包括齐纳二极管(24)。

6.根据权利要求1所述的驱动器，其中所述可控开关(S1)包括晶体管或FET，所述晶体管或FET具有耦合至所述节点(A)的第一电流路径端子，具有经由感测电阻器(21)耦合至所述第二输入端子(6)的第二电流路径端子，并且具有控制端子。

7.根据权利要求6所述的驱动器，其中所述基准器件(24)包括齐纳二极管(24)，所述齐纳二极管(24)具有耦合至所述第二输入端子(6)的阳极并且具有耦合至所述可控开关(S1)的控制端子的阴极。

8.根据权利要求7所述的驱动器，还包括关断加速器电路(35)，其连接在所述齐纳二极管(24)和所述可控开关(S1)的控制端子之间。

9.根据权利要求8所述的驱动器，其中所述关断加速器电路(35)包括第二开关(31)，所述第二开关(31)具有连接至所述可控开关(S1)的控制端子的一个电流路径端子，具有经由第二感测电阻器(32)耦合至所述第二输入端子(6)的第二电流路径端子，并且具有经由第三二极管(34)耦合至所述齐纳二极管(24)的阴极的控制端子。

10.根据权利要求9所述的驱动器，其中所述关断加速器电路(35)包括第三开关(33)，所述第三开关(33)具有连接至所述第二开关(31)的控制端子的一个电流路径端子，具有连接至所述第二输入端子(6)的第二电流路径端子，并且具有连接至所述第二开关(31)的第二电流路径端子的控制端子。

11.根据权利要求6所述的驱动器，其中所述感测电感器(25)的所述相对端经由电容器(26)和电阻器(28)的串联布置耦合至所述可控开关(S1)的控制端子。

12.根据权利要求11所述的驱动器，还包括并联连接至所述电容器(26)的二极管(27)。

13.根据权利要求1所述的驱动器，其中所述负载(L)包括至少一个LED。

14.根据权利要求1所述的驱动器，还包括整流器(3)和EMI滤波器(4)。