CN106450695B - 非对称波束下倾振子单元天线以及非对称波束下倾振子阵列天线 - Google Patents

非对称波束下倾振子单元天线以及非对称波束下倾振子阵列天线 Download PDF

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Abstract

本发明非对称波束下倾振子单元天线及阵列天线，该非对称波束下倾振子单元天线包括辐射单元、副反射板和主反射板，该辐射单元包括上下设置的第一导板和第二导板，该第二导板长度比第一导板长度长，该第一导板下端和第二导板上端分别在馈电点两侧沿长度方向对称开设有纵向开口，该第二导板下端沿长度方向还开设有两个窄槽，第一导板和第二导板的两侧边缘分别平行加载一对与振子平面正交、与振子边缘平齐的导体片，在加载的导体片外侧平行放置一对寄生导体片，第一导板的加载导体片与寄生导体片彼此隔开，而第二导板的加载导体片与寄生导体片则通过另一导体片连接，该非对称波束下倾振子阵列天线包括多个该辐射单元。本发明第二导板比第一导板长，振子单元最大辐射方向将偏离水平方向朝下倾斜一定的角度，那么组阵后波束下倾时，诸如增益下降、旁瓣升高、交叉极化比变差等问题将大大改善。

Description

非对称波束下倾振子单元天线以及非对称波束下倾振子阵列 天线
【技术领域】
本发明涉及移动通信领域，尤其是涉及一种非对称波束下倾振子天线。
【背景技术】
目前，移动通信网络已基本实现了无线信号的连续广域覆盖，基站数量越来越多，站点密度也愈来愈大。同时，选址难的问题日益突出，站址资源变得极为稀缺。因此，基站天线需要宽带化/多频段设计，以同时覆盖运营商的2G/3G/4G频段，使天线尺寸小巧而紧凑。另外，基站天线需要设计成双极化辐射，以实现双通道传输，从而增加系统容量。再者，基站天线需要高增益定向辐射，使得波束能覆盖较大的目标区域。为了满足上述要求，在长期的技术演进中，基站天线形成了辐射单元采用宽带振子±45°交叉放置、共线或共轴排列、背置反射板的主流设计方案。再者，由于用户在水平方向多而分散，而竖直方向则少而集中，因此天线方向图需要水平波宽宽、竖直波宽窄。这样的话，振子单元需要沿竖直方向组阵，才能获得所需方向图。另外，由于塔上安装空间有限、天面资源紧张，天线也只能竖直安装。而当天线竖直放置时，由于阵元最大辐射方向朝向正前方，阵列方向图也朝向水平方向。然而，为了获得更好的辐射效果，天线需要架设到基站塔顶这样的高处，而用户又是处于位置相对较低的地面。这时，如果天线波束还是保持水平指向的话，不仅无法使最大功率朝向用户，还会对邻近基站形成干扰。针对该问题，基站天线采用了机械下倾和电调下倾方式，使波束下倾一定的角度，主瓣指向低处的用户。同时，为了解决邻区干扰和“塔下黑”问题，波束的上旁瓣进行抑制，下旁瓣之间的零点则进行填充。然而，由于阵元波束固定地指向正前方，波束在下倾过程中增益、旁瓣、前后比和交叉极化等参数都会随下倾角增大而显著变差。
因此，设计一种宽频带、高增益、波束可下倾、尺寸较小、成本低廉的新型非对称波束下倾振子天线，对于改善以半波振子为基本辐射单元的常规基站天线性能尤其是波束下倾时的性能是十分必要。
【发明内容】
本发明旨在通过设计一种宽频带、高增益、波束可下倾、尺寸较小、成本低廉的非对称波束下倾振子单元天线以及非对称波束下倾振子阵列天线，使得采用半波阵子作为辐射元的2G/3G/4G/5G常规基站阵列天线在波束下倾时，能克服方向图上旁瓣和下零点问题所造成的邻区干扰和“塔下黑”现象。同时，消除波束下倾角较大时增益、波宽、旁瓣、前后比和交叉极化等性能参数均显著变差的问题。然后，将该非对称振子共轴或并排组阵，从而形成宽带、高增益、波束下倾、低旁瓣、高前后比的阵列天线。该非对称波束下倾振子天线，也可以单天线方式用于微基站或终端设备。除此以外，该发明的设计方法和思路对于其他电尺度、非对称、波束下倾的振子单元天线的设计和改进也是适用和有效的。
为实现本发明目的，提供以下技术方案：
本发明提供一种非对称波束下倾振子单元天线，其包括辐射单元，该辐射单元包括上下设置的第一导板和第二导板，导板，该第二导板(即振子下臂)长度比第一导板(即振子上臂)的长度长，该第一导板下端和第二导板上端分别在馈电点两侧沿长度方向对称开设有纵向开口，该第二导板下端沿长度方向还开设有两个窄槽，第一导板和第二导板的两侧边缘分别平行加载一对与振子平面正交、与振子边缘平齐的导体片，然后，在加载的导体片外侧平行放置一对寄生导体片，第一导板的加载导体片与寄生导体彼此隔开，而第二导板的加载导体片与寄生导体片则通过导体块连接。如果振子单元波束指向能朝下偏移一定角度的话，那么阵列波束在下倾过程中性能恶化现象就会大大改善。本发明将第二导板，也就是振子下臂的长度加长，比第一导板也就是振子上臂要长。那么，由于两臂几何结构不对称，振子单元最大辐射方向将偏离水平方向朝下倾斜一定的角度，那么组阵后阵列波束下倾时诸如增益下降、旁瓣升高、交叉极化比变差等问题将大大改善。
优选的，该第一导板长度为0.15～0.28倍波长，该第二导板长度为0.30～0.57倍波长。更优选方案，该第一导板长度为0.224倍波长，该第二导板长度为0.406倍波长。本发明将第二导板，也就是振子下臂的长度由现有技术的与上臂长度相等的近似0.25倍波长变成0.5倍波长，比第一导板也就是振子上臂要长一半。那么，振子两臂总长度将变为0.75倍波长。由于两臂不对称，振子单元最大辐射方向将偏离水平方向朝下倾斜一定的角度(通常为0～20°)。那么，组阵后阵列波束下倾时诸如增益下降、旁瓣升高、交叉极化比变差等问题将大大改善。
优选的，在该两对边缘加载的导体片外侧分别平行设置一对寄生导体片，寄生导体片与边缘加载导体片间隔一定的距离。
优选的，在第二导板的寄生导体片与边缘加载导体片之间加载导体块将两者电气连接起来。
优选的，振子宽度比长度小，宽长之比的取值范围为0.15～0.35。
优选的，该纵向开口的深度与第一导板、第二导板的长度之比取值范围为0.20～0.30。
优选的，所述第二导板的末端纵向窄槽深度与第二导板的长度之比取值范围为0.35～0.45。
优选的，所述第一、第二导板间彼此靠近处有窄间隙，馈电点选在间隙两端。
优选的，所述第一、第二导板上所开的对称纵向切口位置保留导体中间部分。
优选的，第一导板和第二导板的宽度等宽，电尺度选择为0.10-0.20倍波长。更优选的方案，第一导板和第二导板的宽度等宽，电尺度选择为0.147×λc。
本发明非对称波束下倾振子单元天线还包括设置在该辐射单元后的副反射板和主反射板。
优选的，该副反射板为等腰梯形反射板，其上底边长短于下底边长并且均大于振子宽度，该主反射板宽度和长度均大于副反射板，主反射板的上、下边缘为弯折结构。
优选的，该主反射板的上边缘的弯折结构是先连续三次朝内钝角弯折，再连续三次朝外直角弯折，该主反射板的下边缘的弯折结构是先朝内一次钝角弯折，再连续三次朝外直角弯折。
优选的，在该主反射板两侧设有卷边，该卷边与主反射板两侧边线形状相配合，该卷边包括竖直的始段和朝外卷曲的末段。
优选的，该卷边的竖直始段的竖直高度H2>0.10×λc。
优选的，主反射板的上下、左右边缘均朝内卷曲，实现了不对称振子在超宽带覆盖，改善驻波比、增益、水平面波宽、竖直面波宽、波束下倾角度、上、旁瓣抑制，旁瓣区域基本完全被主瓣覆盖。
本发明还提供了一种非对称波束下倾振子阵列天线，其设有两个或两个以上所述辐射单元，该辐射单元可以是同向或反向排布，该辐射单元也可以是顺着振子长度方向共轴组阵，或顺着振子宽度方向并排组阵。
由于两臂不对称，振子天线最大辐射方向将偏离水平方向朝下倾斜一定的角度，振子共轴组阵后阵元再进行副相加权，那么波束下倾时阵列方向图恶化诸如增益下降、旁瓣升高、交叉极化比变差等问题将大大改善。这样，可以有效地克服上述波束下倾时所带来的一系列问题。单元方向图可操控，将为阵列方向图综合提供额外的自由度。
对比现有技术，本发明具有以下优点：
本发明将第二导板，也就是振子下臂的长度加长，比第一导板也就是振子上臂要长。那么，由于两臂不对称，振子单元最大辐射方向将偏离水平方向朝下倾斜一定的角度，那么组阵后阵列波束下倾时诸如增益下降、旁瓣升高、交叉极化比变差等问题将大大改善。主反射板的上下、左右边缘均朝内卷曲，实现了0.75倍不对称振子在1900-2520MHz(27.03％，3G/4G频段)超宽带覆盖，驻波比VSWR≤2.0，增益达到9～11dBi，水平面波宽68°～78°，竖直面波宽39°～56°，波束下倾角度范围+1～-17°，上旁瓣抑制0～-10dB，下旁瓣90°～180°区域基本完全被主瓣覆盖，下零点位置十分靠近180°方向，整个主瓣内XPD小于-25dB，效率大于80％。
多个这样的不对称振子共轴组阵后，相比常规半波对称振子阵列，波束下倾时方向图在改善“塔下黑”现象诸如增益保持、上旁瓣抑制、下零点填充、交叉极化比、效率方面将大大改善。另外，该设计结构简单、加工方便，可采用钣金或压铸工艺，或采用成熟的印刷电路工艺制作，成本低廉、可靠性高，是适合基站天线的一种更理想的新型辐射单元方案。另外，该方法还具有思路新颖、原理清晰、方法普适、简单易行等特点，对于其他电尺度的不对称振子天线的设计和改进也是适用和有效的。
【附图说明】
图1为非对称波束下倾振子天线模型所采用的直角坐标系定义的示意图；
图2(a)为非对称波束下倾振子天线的结构平面示意图；
图2(b)为非对称波束下倾振子天线的侧视图；
图3(a)为非对称波束下倾振子天线的副反射板的平面示意图；
图3(b)为非对称波束下倾振子天线的副反射板的侧视图；
图4(a)为非对称波束下倾振子天线的主反射板的侧视图；
图4(b)为非对称波束下倾振子天线的主反射板的立体图；
图5(a)为非对称波束下倾振子天线的主反射板两侧卷边的侧视图；
图5(b)为非对称波束下倾振子天线的主反射板两侧卷边的立体图；
图6(a)为非对称波束下倾振子天线的平面示意图；
图6(b)为非对称波束下倾振子天线透视图；
图7(a)为非对称波束下倾振子阵列天线同向共轴组阵示意图；
图7(b)为非对称波束下倾振子阵列天线反向共轴组阵示意图；
图8(a)为非对称波束下倾振子阵列天线同向并排组阵示意图；
图8(b)为非对称波束下倾振子阵列天线反向并排组阵示意图；
图9为非对称波束下倾振子天线的输入阻抗Zin频率特性曲线；
图10为非对称波束下倾振子天线反射系数|S11|曲线；
图11为非对称波束下倾振子天线的驻波VSWR曲线；
图12为非对称波束下倾振子天线在fL＝1.92GHz的实增益2D方向图；
图13为非对称波束下倾振子天线在fC＝2.22GHz的实增益2D方向图；
图14为非对称波束下倾振子天线在f4＝2.52GHz的实增益2D方向图；
图15为非对称波束下倾振子天线的E面波束下倾角θt随频率f变化曲线；
图16为非对称波束下倾振子天线的E面波束宽度HPBW随频率f变化曲线；
图17为非对称波束下倾振子天线的H面波束宽度HPBW随频率f变化曲线；
图18为非对称波束下倾振子天线的前后向比FTBR随频率f变化曲线；
图19为非对称波束下倾振子天线的实增益GR随频率f变化曲线；
图20为非对称波束下倾振子天线的效率ηA随频率f变化曲线。
【具体实施方式】
下面结合附图给出本发明的较佳实施例，以详细说明本发明的技术方案。需要说明的是，这里所描述的优选实施例仅用于说明和解释本发明，并不用于限制或限定本发明。
请参阅图1～2(b)，本发明非对称波束下倾振子单元天线，其包括辐射单元，该辐射单元包括上下设置的等宽等厚不等长的第一导板11和第二导板12，该第二导板12长度比第一导板11长度长，该第一导板11长度为0.224倍波长，该第二导板12长度为0.406倍波长。两导板的宽度比长度小，宽长之比的取值范围为0.15～0.35，电尺度选择为0.147×λc。本发明将第二导板，也就是振子下臂的长度由现有技术的与上臂长度相等的近似0.25倍波长变成近似0.5倍波长，比第一导板也就是振子上臂要长。那么，振子两臂总长度将变为0.75倍波长。由于两臂不对称，振子单元最大辐射方向将偏离水平方向朝下倾斜一定的角度(通常为0～20°)。那么，组阵后阵列波束下倾时诸如增益下降、旁瓣升高、交叉极化比变差等问题将大大改善。
该第一导板11下端和第二导板12上端分别在馈电点191两侧沿长度方向对称开设有纵向开口19，对称的纵向开口19中间为端口导体190，该第二导板12下端沿长度方向还开设有两个窄槽18；第一导板11和第二导板12的两侧边缘分别平行加载有一对与第一导板、第二导板平面正交的导体片13、14，在该两对边缘加载导体片外侧分别平行设置一对寄生导体片15、16，在寄生导体片16与边缘加载导体片14之间加载导体块17将两者电气连接起来。
该纵向开口19在两臂的深度与第一导板11、第二导板12的长度之比取值范围为0.20～0.30，该窄槽18的槽深与第二导板12的长度之比取值范围为0.35～0.45。
请参阅图3(a)～6(b)，本发明非对称波束下倾振子单元天线包括设置在所述辐射单元10后部略小于0.25×λc距离处的副反射板20，以及设置在副反射板后的主反射板30。
该副反射板20为等腰梯形反射板，其上底边长短于下底边长，并且两者尺寸均大于振子的尺寸。
该主反射板30宽度和长度均大于副反射板，该主反射板30的上边缘的弯折结构是先连续三次朝内钝角弯折，再连续三次朝外直角弯折；该主反射板30的下边缘的弯折结构是先朝内一次钝角弯折，再连续三次朝外直角弯折。主反射板的上下、左右边缘均朝内卷曲，实现了不对称振子在超宽带覆盖，改善驻波比、增益、水平面波宽、竖直面波宽、波束下倾角度、上旁瓣抑制，实现了旁瓣区域基本完全被主瓣覆盖。
在该主反射板3两侧设有卷边40，该卷边与主反射板两侧边线形状相配合，该卷边包括竖直的始段和朝外卷曲的末段，该卷边的竖直始段的竖直高度H2>0.10×λc。
请参阅图6(a)～6(b)，该非对称波束下倾振子单元天线设有单个所述辐射单元10的示意图。
在另一些实施例中，该非对称波束下倾振子阵列天线设有两个或以上所述辐射单元10。请参阅图7(a)～8(b)，该辐射单元10同向或反向排布，该辐射单元10所排布的阵列可以是顺着振子长度方向共轴组阵，或顺着振子宽度方向并排组阵。由于两臂不对称，振子辐射单元最大辐射方向将偏离水平方向朝下倾斜一定的角度，振子共轴组阵后阵元再进行副相加权，那么波束下倾时阵列方向图恶化诸如增益下降、旁瓣升高、交叉极化比变差等问题将大大改善，这样，可以有效地克服上述波束下倾时问题，单元方向图可操控，将为阵列方向图综合提供额外的自由度。
请结合参与图1～8(b)，该下倾振子天线构建的方式采用图1所示的直角坐标系定义来建立模型，具体为，
步骤一，建立空间直角坐标系，见图1；
步骤二，构造辐射单元：在XOZ平面，构建两个上下排列、等宽等厚但不等长的方形的第一导板11和第二导板12，作为振子上臂和下臂，长宽厚分别为L1≈0.224×λc和L2≈0.406×λc，W1＝W2≈0.147×λc、T1＝T2≈0.015×λc；在两臂的上下端靠近馈电点191位置顺着长度方向对称地开切纵向开口190，下臂末端位置也顺竖直方向开左右对称的窄槽18。接着，分别紧挨上下两臂的两侧边缘，平行加载一对与振子平面正交的导体片13、14；然后，分别在两对导体片外侧一定距离处再对称放置一对平行寄生导体片15、16；之后，在第二导板的寄生导体片与边缘加载导体片之间适当位置加载一个短导体块17，将两者电气上连接起来，见图2的各部分所示；
步骤三，构造梯形副反射板20：在辐射单元10后部略小于0.25×λc距离处放置一块等腰梯形副反射板20，其上底边长短于下底边长且均大于振子宽度，高度为0.02×λc≤H1≤0.05×λc，长度则长于振子长度0.75×λc，如图3所示；
步骤四，构造上下边缘赋形的主反射板30：在步骤三的副反射板20后放置在一块更大的主反射板30，其宽度和长度均大于副反射板20，其上下边缘进行几何赋形，上边缘31先连续三次朝内钝角弯折，再连续三次朝外直角弯折，下边缘32先一次朝内钝角弯折，再连续三次朝外直角弯折，如图4所示；
步骤五，主反射板两侧加卷边40：在步骤四的主反射板30左右两侧边缘，顺着其走向构造一对始段竖直直立、末段朝外卷曲的卷边40，竖直高度H2>0.10×λc，如图5所示；
步骤六，完整的非对称波束下倾振子单元天线：上述步骤依次实现后，构造出完整的非对称波束下倾振子单元天线，如图6的各部分所示，并选定图2(a)中的部分191为馈电点，端口190阻抗设为50Ω；
步骤七，将步骤二至步骤三所构造非对称波束下倾振子天线的辐射单元顺着振子长度方向共轴组阵，阵列分振子同向和反向两种情形，如图7(a)和7(b)所示；
步骤八，将步骤二至步骤三所构造非对称波束下倾振子天线的辐射单元顺着振子宽度方向并排组阵，阵列也分振子同向和反向两种情形，如图8(a)和8(b)所示。
本发明通过上述措施，实现了非对称振子在1900-2520MHz(27.03％，3G/4G频段)超宽带覆盖，驻波比VSWR≤2.0，增益达到9～11dBi，水平面波宽68°～78°，竖直面波宽39°～56°，波束下倾角度范围+1～-17°，上旁瓣抑制0～-10dB，下旁瓣90°～180°区域基本完全被主瓣覆盖，下零点位置十分靠近180°方向，整个主瓣内XPD小于-25dB，效率大于80％。多个这样的不对称振子共轴组阵后，相比常规半波对称振子阵列，波束下倾时方向图在改善“塔下黑”现象诸如增益保持、上旁瓣抑制、下零点填充、交叉极化比、效率方面将大大改善。另外，该设计结构简单、加工方便，可采用钣金或压铸工艺，或采用成熟的印刷电路工艺制作，成本低廉、可靠性高，是适合基站天线的一种更理想的新型辐射单元方案。另外，该方法还具有思路新颖、原理清晰、方法普适、简单易行等特点，对于其他电尺度的不对称振子天线的设计和改进也是适用和有效的。
图9为非对称波束下倾振子天线的的输入阻抗Zin频率特性曲线。其中，横轴(X轴)是频率f，单位为GHz；纵轴(Y轴)是输入阻抗Zin，单位为Ω；实线表示实部Rin，虚线表示虚部Xin；在1.92-2.52GHz频率范围内，实部Rin变化范围29Ω～78Ω，虚部Xin变化范围-19Ω～+30Ω。
图10为非对称波束下倾振子天线的反射系数|S11|曲线。其中，横轴(X轴)是频率f，单位为GHz；纵轴(Y轴)是|S11|，单位dB。由图知，天线具有超宽带阻抗特性，在工作频带内(1.90-2.52GHz)(BW＝600MHz，27.03％)实现了良好的阻抗匹配(|S11|≤-9.40dB)，最佳馈电端口反射系数|S11|＝-48dB@f＝2.06GHz。
图11为非对称波束下倾振子天线的驻波VSWR曲线。其中，横轴(X轴)是频率f，单位为GHz；纵轴(Y轴)是驻波VSWR。由图知，天线具有超宽带阻抗特性，在工作频带内(1.90-2.52GHz)(BW＝600MHz，27.03％)实现了良好的阻抗匹配(VSWR≤2.0)，最佳驻波VSWR＝1.193@f＝2.06GHz。
图12为非对称波束下倾振子天线在fL＝1.92GHz的实增益2D方向图。其中，实线表示E-面(竖直面)，虚线表示H-面(下倾角θt所对应的斜平面)；光滑线表示主极化，点线表示交叉极化；增益GR＝9.46dBi，主瓣内交叉极化比XPD>25dB。
图13为非对称波束下倾振子天线在fC＝2.22GHz的实增益2D方向图。其中，实线表示E-面(竖直面)，虚线表示H-面(下倾角θt所对应的斜平面)；光滑线表示主极化，点线表示交叉极化；增益GR＝10.40dBi，主瓣内交叉极化比XPD>25dB。
图14为非对称波束下倾振子天线在f4＝2.52GHz的实增益2D方向图。其中，实线表示E-面(竖直面)，虚线表示H-面(下倾角θt所对应的斜平面)；光滑线表示主极化，点线表示交叉极化；增益GR＝10.76dBi，主瓣内交叉极化比XPD>25dB。
图15为非对称波束下倾振子天线的E面波束下倾角θt随频率f变化曲线。其中，横轴(X轴)是频率f，单位为GHz；纵轴(Y轴)是HPBW，单位为deg。在工作频带内(1.90-2.52GHz)，波束下倾角θt＝+1°～-17°，且随频率升高而逐渐增大。
图16为非对称波束下倾振子天线的E面波束宽度HPBW随频率f变化曲线。其中，横轴(X轴)是频率f，单位为GHz；纵轴(Y轴)是HPBW，单位为deg。在工作频带内(1.90-2.52GHz)，HPBW＝38.5°-55.5°，波宽随频率升高而侧逐渐减小，但在f＝2.5GHz波宽会缓慢增大。
图17为非对称波束下倾振子天线的H面波束宽度HPBW随频率f变化曲线。其中，横轴(X轴)是频率f，单位为GHz；纵轴(Y轴)是HPBW，单位为deg。在工作频带内(1.90-2.52GHz)，HPBW＝61°-97°，波宽随频率升高而侧逐渐减小，但在f＝2.5GHz波宽会突然增大。
图18为非对称波束下倾振子天线的前后向比FTBR随频率f变化曲线。其中，横轴(X轴)是频率f，单位为GHz；纵轴(Y轴)是FTBR，单位为dB。在工作频带内(1.90-2.52GHz)，FTBR＝15-27.5dB，从中心频率往两侧逐渐降低。
图19为非对称波束下倾振子天线的实增益GR随频率f变化曲线。其中，横轴(X轴)是频率f，单位为GHz；纵轴(Y轴)是实增益GR，单位为dBi。在工作频带内(1.90-2.52GHz)，增益GR＝9-11dBi，且随频率升高而增加.。
图20为非对称波束下倾振子天线的效率ηA随频率f变化曲线。由图知，在工作频带内(1.90-2.52GHz)，天线的效率大于80％(最高可达99.4％)。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，本发明的保护范围并不局限于此，任何基于本发明技术方案上的等效变换均属于本发明保护范围之内。

Claims (9)

1.一种非对称波束下倾振子单元天线，其特征在于，其包括辐射单元，该辐射单元包括上下设置的第一导板和第二导板，该第二导板即振子下臂长度比第一导板即振子上臂的长度长，该第一导板下端和第二导板上端分别在馈电点两侧沿长度方向对称开设有纵向开口，该第二导板下端沿长度方向还开设有两个窄槽，第一导板和第二导板的两侧边缘分别平行加载一对与振子平面正交、与振子边缘平齐的导体片，在加载的导体片外侧平行放置一对寄生导体片，第一导板的加载导体片与寄生导体片彼此隔开，而第二导板的加载导体片与寄生导体片则通过导体块连接；
还包括设置在辐射单元后的副反射板和主反射板；
该副反射板为等腰梯形反射板，其上底边长短于下底边长，并且均大于振子宽度；该主反射板宽度和长度均大于副反射板，主反射板的上、下边缘为弯折结构；
该主反射板的上边缘的弯折结构是先连续三次朝内钝角弯折，再连续三次朝外直角弯折，该主反射板的下边缘的弯折结构是先一次朝内钝角弯折，再连续三次朝外直角弯折。
2.如权利要求1所述的非对称波束下倾振子单元天线，其特征在于，该第一导板长度为0.15～0.28倍波长，该二导板长度为0.30～0.57倍波长。
3.如权利要求1所述的非对称波束下倾振子单元天线，其特征在于，振子宽度比长度小，宽长之比的取值范围为0.15～0.35，该纵向开口的深度与第一导板、第二导板的长度之比取值范围为0.20～0.30。
4.如权利要求1所述的非对称波束下倾振子单元天线，其特征在于，第二导板的末端纵向窄槽深度与第二导板的长度之比取值范围为0.35～0.45。
5.如权利要求1所述的非对称波束下倾振子单元天线，其特征在于，第一导板和第二导板的宽度等宽，电尺度选择为0.10-0.20倍波长。
6.如权利要求1所述的非对称波束下倾振子单元天线，其特征在于，第一、第二导板间彼此靠近处有窄间隙，馈电点选在间隙两端。
7.如权利要求1所述的非对称波束下倾振子单元天线，其特征在于，第一、第二导板上所开的对称纵向开口位置保留导体中间部分。
8.如权利要求1所述的非对称波束下倾振子单元天线，其特征在于，在该主反射板两侧设有卷边，该卷边与主反射板两侧边线形状相配合，该卷边包括竖直的始段和朝外卷曲的末段。
9.一种非对称波束下倾振子阵列天线，其特征在于，该非对称波束下倾振子阵列天线设有两个或以上如权利要求1～8任一项所述辐射单元，不同的辐射单元之间同向或反向排布，顺着振子长度方向共轴组阵，或顺着振子宽度方向并排组阵。
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