CN105914452A - 变电站局部放电全站检测用特高频非对称双锥天线 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种变电站局部放电全站检测用特高频非对称双锥天线，包括上圆台、下圆台、上圆柱体以及下圆柱体；其中，所述上圆台的顶端与所述下圆台的顶端相对且以一间隙设置；所述上圆柱体连接所述上圆台的上端面；所述下圆柱体连接所述下圆台的下端面；上圆台的上端面半径小于下圆台的下端面半径。本发明中天线具有470MHz～3GHz的工作带宽，H面方向图呈现全向特性，E面方向图在低频段呈现饼圈型，在中高频段呈现心形，实现了方向图增益的“上翘”，增大了竖直面0°‑60°的仰角区间天线的增益，可以更好的接收变电站的局部放电信号。

Description

变电站局部放电全站检测用特高频非对称双锥天线

技术领域

本发明涉及双锥天线，具体地，涉及一种变电站局部放电全站检测用特高频非对称双锥天线。

背景技术

局部放电是绝缘结构因绝缘缺陷存在，如悬浮电位体、尖端突出、表面污秽、内部气隙等，而导致局部范围内电场强度加强或者绝缘介质承受电气强度能力下降而导致的非贯穿性的放电现象。局部放电目前已经成为电力行业的研究热点，局部放电的研究主要集中在检测方法及其相关信号处理、局部放电类型识别与局部放电源定位等方面。从研究现状来看，目前局部放电带电或在线检测仪器或装置大都针对某一特定高压设备(如变压器、GIS等)，在设备本体上安装多个传感器的设计思路，造成测试时需携带多套不同类型仪器，操作不便，且所需传感器较多，安装复杂，仪器购置综合成本高，检测装置自身维护工作量大，检测过程中会同电气设备发生接触。故而所安装系统的性价比不高，同时还存在其本身运行寿命不及一次设备，可靠性不高的问题。为了提高检测效率，快速、高效地进行设备检测，通过单一检测系统对变电站局部放电的全站检测显得尤为重要。

基于UHF法的电气设备局部放电监测，UHF传感器的设计和安装是前提和基础，对信号的检测效果有直接的影响，不仅决定了整个监测系统的灵敏度，也对检测到的信号的后期处理有着重要影响。UHF法的优势在于良好的抗干扰性能和灵敏度，为提升传感器的抗干扰性能在设计传感器时其工作频带的选择应尽可能避开干扰所在的频率部分，而提高灵敏度则能有效提高天线对UHF信号的接收能力。除此之外，传感器的安装和工作应尽可能减小或避免对电气设备绝缘及运行带来的影响，因此，传感器的尺寸和重量也是设计过程中应该重点关注的指标。

尽管对局部放电UHF传感器有着不同的分类标准，但工程上对UHF传感器的选择和设计多遵循以下的通用原则：

1、选择有效的检测频带，该频带应尽量背景背景噪声的频带，以此来提高检 测的灵敏度和抗干扰能力；

2、天线具有宽频带。资料表明，检测带宽几乎与检测到的局部放电脉冲的能量成正比关系，因此选择宽频带的天线对检测局部放电脉冲是十分有利的。并且局部放电脉冲的能量会随其发生位置不同和传播路径不同发生很大变化，这种情况同样要求天线具有宽频带的特性；

3、不影响电气设备的运行，能和后续单元较好的匹配；

4、可靠性好，寿命长。

由于UHF空间定位技术的发展，局部放电空间定位全站检测用UHF传感器的研究逐渐兴起。该类传感器可用于检测变电站内各类电气设备发出的局部放电信号，拥有较宽的频带，工作频段覆盖变电站内不同电气设备中不同缺陷类型的局部放电源所激发UHF信号的频率范围。

考虑到变电站局部放电现场往往存在电磁干扰，包括周期脉冲干扰和随机脉冲干扰。空气中电晕放电脉冲持续时间较长、波头上升时间也较长，其信号能量频率一般在200MHz以下。现场还可能含有各种随机噪声干扰如白噪声、地网噪声、电路耦合噪声以及断路器开关断合闸噪声等。调频信号、电视信号、移动通信信号、航空器通信信号等除移动通信信号在900MHz或1.8GHz外，大都在300MHz范围以内。因此，当电力设备内发生局部放电时，通过检测其发出的电磁波中的超高频段(300～3000MHz)信号来检测局部放电，可以尽量低频干扰信号,提高局部放电检测的信噪比。

因此，工程上对局部放电空间定位全站检测用UHF传感器的选择和设计多遵循以下的通用原则：

1、检测频带在300MHz～3GHz，避免300MHz一下的低频干扰信号；

2、水平方向上具有近似全向的增益特性；

3、具有较高的信号检测灵敏度；

4、尺寸不易过大，方便安装。

国外，英国斯特拉斯克莱德大学的Philip Moore等人于2003年提出了UHF局部放电空间定位的思路，并根据倒锥单极子天线结构研制了车载式空间定位UHF传感器。具体实施方法是将UHF天线阵列安装于汽车顶部，在设备附近进行巡逻，可以有效检测到设备因局部放电辐射到空气中的UHF信号，由于传播路径不同，局部放电信号到达车顶各天线的时间是不同的，因此在各天线间形成了信号到达时间差， 正确读取时间差可以计算出局部放电源的位置，同时，检测系统在移动中接收局部放电信号，可以取得多检测点的定位结果，其中具有统计意义的结果可认定为局部放电源定位的最终结果，有效避免了信号在传播过程中折反射带来的误差。在变电站实际检测中，基于该方法的车载局部放电检测系统成功发现了并定位了变压器套管和架空线的局部放电，该研究使用的双锥天线能检测到几十米外放电源辐射出的UHF信号，同背景噪声相比UHF信号具有良好的信噪比。该方法可以实现对整个变电站电气设备尤其是设备外部绝缘和附件的局部放电检测，有效利用了UHF天线检测范围广的优势，弥补了之前UHF法检测的盲区。国内，重庆大学孙才新等人采用四个离散化加工的盘锥天线，对全站的局部放电进行监测及定位。上海交通大学江秀臣等人设计了一种用于变电站局部放电空间定位的特高频传感器。该传感器采用椭圆单极贴片的结构，工作频带宽为300MHz-2GHz，具有全向、高灵敏度、驻波比低及群时延稳定等特点。

发明内容

针对现有技术中的缺陷，本发明的目的是提供一种变电站局部放电全站检测用特高频非对称双锥天线。

根据本发明提供的变电站局部放电全站检测用特高频非对称双锥天线，包括上圆台、下圆台、上圆柱体以及下圆柱体；

其中，所述上圆台的顶端与所述下圆台的顶端相对且以一间隙设置；

所述上圆柱体连接所述上圆台的上端面；所述下圆柱体连接所述下圆台的下端面；

上圆台的上端面半径小于下圆台的下端面半径。

优选地，还包括同轴线；同轴线的阻值为50欧姆；

其中，所述同轴线的内芯与上圆台连接；所述同轴线的外芯与下圆台连接；

同轴线的特性阻抗与横截面的关系式Z₀为：

$Z_0=\frac{60}{\sqrt{{\mathrm{\ϵ}}_r}}ln\left(\frac{D}{d}\right)\mathrm{\Ω}---(4-15)$

式中ε_r为同轴线制作材料的介电常数，D、d分别为同轴线横截面的外径、内径。

优选地，上圆台的母线长度下圆台的母线长度

其中，上圆台、下圆台的高度均为l₁，r₁为上圆柱体半径，r₂为下圆柱体半径。

优选地，上圆柱体半径r₁＝95mm；下圆柱体半径r₂＝150mm。

优选地，上圆台、下圆台的高度均l₁为50mm。

优选地，上圆柱体、下圆柱体高度l₂为50mm。

优选地，同轴线内芯半径为0.75mm。

优选地，上圆台、下圆台中间间隙距离d为2mm。

优选地，所述上圆柱体与所述上圆台的上端面的半径相同；所述下圆柱体与所述下圆台的下端面的半径相同。

与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果：

1、本发明中天线具有470MHz～3GHz的工作带宽，H面方向图呈现全向特性，E面方向图在低频段呈现饼圈型，在中高频段呈现心形，实现了方向图增益的“上翘”，增大了竖直面0°-60°的仰角区间天线的增益，可以更好的接收变电站的局部放电信号；

2、本发明中天线在在上圆台的上端、下圆台的下端连接上一个圆柱体，使得上圆台、下圆台末端呈现渐变结构，经过与传统非对称双锥天线的仿真对比实验发现该款变形非对称双锥天线的尺寸体积减小了约50％，实现了天线的小型化，便于安装在车载式变电站局部放电全站检测系统中。

附图说明

通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：

图1为本发明中无限长双锥天线的示意图；

图2为本发明中无限长不对称双锥天线的示意图；

图3为本发明中有限长双锥天线的示意图；

图4为本发明的结构示意图；

图5为本发明中建成的非对称双锥天线模型图；

图6为本发明上圆柱体半径对天线电压驻波比的影响示意图；

图7为本发明中下圆柱体半径对天线电压驻波比的影响示意图；

图8为本发明中上圆台、下圆台高度对天线电压驻波比的影响示意图；

图9为本发明中上圆柱体、下圆柱体高度对天线电压驻波比的影响示意图；

图10为本发明中同轴馈线内芯对天线电压驻波比的影响示意图；

图11为本发明上圆台、下圆台中间间隙距离对天线电压驻波比的影响示意图；

图12为本发明中非对称双锥天线电压驻波比仿真结果示意图；

图13(a)、(b)分别为本发明在0.4GHz的E面(左图)、H面(右图)方向图；

图14(a)、(b)分别为本发明在0.6GHz的E面(左图)、H面(右图)方向图；

图15(a)、(b)分别为本发明在0.7GHz的E面(左图)、H面(右图)方向图；

图16(a)、(b)分别为本发明在1GHz的E面(左图)、H面(右图)方向图；

图17(a)、(b)分别为本发明在1.5GHz的E面(左图)、H面(右图)方向图；

图18(a)、(b)分别为本发明在2GHz的E面(左图)、H面(右图)方向图；

图19(a)、(b)分别为本发明在2.5GHz的E面(左图)、H面(右图)方向图；

图20(a)、(b)分别为本发明在3GHz的E面(左图)、H面(右图)方向图；

图21为本发明中非对称双锥天线改进前后电压驻波比仿真对比图示意图。

具体实施方式

下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进。这些都属于本发明的保护范围。

锥形天线作为最古老的超宽频天线，是由洛奇在19世纪90年代首先提出的。锥形天线主要包括双锥偶极子、单锥单极子和盘锥天线。考虑到车载式全站检测系统的UHF天线位于汽车顶部，变电站内大多数电气设备都高于汽车，所以UHF天线接收到的局部放电信号大多来自竖直面0°-60°的仰角区间，这需要使UHF天线的E面图减小来自天线下方以及顶端的增益，然而对称双锥天线、单锥单极子以及盘锥天线的E面图上下结构对称，呈现“8”字形，无法满足要求。本发明中选择非对称双锥天线来实现E面图增益的“上翘”。

双锥天线的输入阻抗常常是衡量双锥天线工作频带的重要指标。由此，计算双锥天线的输入阻抗往往是设计双锥天线的开始。本发明开始针对无限长双锥天线以及有限长双锥天线的输入阻抗做简单的介绍。

如果一个天线的两半导体是端对端的无限锥形表面，但在馈电处有一个有限的缝隙，就能得到图1所示的无限双锥天线。由于无限双锥天线的结构是无限的，可以作为传输线来分析。在缝隙上施加时变电压，电流将沿导体表面径向地从缝隙向外流出。此电流随之产生一个环形的磁场H_φ。如果假设TEM传输线模，即所有场对传播方向为横向， 电场将垂直于磁场，为θ向。当锥形顶部的电位为正时，底部的电位就为负的，电力线从上锥延伸到下锥如图1中所示。

在锥间区域，J＝0, $H=H_{\mathrm{\φ}}\widehat{\mathrm{\φ}},E=E_{\mathrm{\θ}}\widehat{\mathrm{\θ}}.$ 则安培定律知 $\▿\×H=\mathrm{j\ω\ϵ}{E}_r+J,$ 简化为

$\frac{1}{rsin\mathrm{\θ}}\frac{\∂}{\∂\mathrm{\θ}}\left({\mathrm{sin\θH}}_{\mathrm{\φ}}\right)={\mathrm{j\ω\ϵE}}_r=0---(4-1)$

J为电流密度，H为空间磁场强度，H_φ为空间中方向磁场强度分量，为球坐标系下φ方向单位向量，E为空间电场强度，E_θ为空间中方向电场强度分量， 为球坐标系下θ方向单位向量，θ为球坐标系下线段与Z轴正方向的夹角，ω为角频率，ε为材料介电常数，E_r为空间中方向电场强度分量，r为球坐标系下点到原点的距离。

对r分量和对θ分量是

$-\frac{1}{r}\frac{\∂}{\∂r}\left({\mathrm{rH}}_{\mathrm{\φ}}\right)={\mathrm{j\ω\ϵE}}_{\mathrm{\θ}}---(4-2)$

从式(4-1)看到，所以

$H_{\mathrm{\φ}}\∝\frac{1}{sin\mathrm{\θ}}---(4-3)$

由于结构的作用像球面波波导，可以将式(4-3)写成

$H_{\mathrm{\φ}}=H_0\frac{e^{-j\mathrm{\β}r}}{4\mathrm{\π}r}\frac{1}{sin\mathrm{\θ}}---(4-4)$

其中，H₀为原点处磁场强度。

然后，将式(4-4)带入式(4-2)，得到

$E_{\mathrm{\θ}}=\frac{-1}{j\mathrm{\ω}\mathrm{\ϵ}}\frac{1}{r}\frac{H_0}{4\mathrm{\π}\sin \mathrm{\θ}}\frac{\∂}{\∂r}\left(e^{-j\mathrm{\β}r}\right)=\frac{{\mathrm{\βH}}_0}{\mathrm{\ω}\mathrm{\ϵ}}\frac{1}{r}\frac{e^{-j\mathrm{\β}r}}{4\mathrm{\π}}\frac{1}{sin\mathrm{\θ}}={\mathrm{\ηH}}_0\frac{e^{-j\mathrm{\β}r}}{4\mathrm{\π}r}\frac{1}{\sin \mathrm{\θ}}---(4-5)$

该方程简单的形式就是E_θ＝ηH_φ，这证实了此波是TEM波。场分量按1/sinθ变化，所以辐射场F(θ)为，

$F\left(\mathrm{\&theta;}\right)=\frac{{\mathrm{sin\&theta;}}_h}{sin\mathrm{\&theta;}},{\mathrm{\&theta;}}_h<\mathrm{\&theta;}<\mathrm{\&pi;}-{\mathrm{\&theta;}}_h---(4-6)$

辐射场F(θ)在导体表面上对最大值的归一化为1，其中，η为比例系数，θ_h为圆锥半顶角。

为了确定输入阻抗，应先找出终端电压和电流。参考图12，能够看到通过沿恒定半径r的积分，能够求出电压V(r)为，

$V\left(r\right)={\&Integral;}_{{\mathrm{\&theta;}}_h}^{\mathrm{\&pi;}-{\mathrm{\&theta;}}_h}{E}_{\mathrm{\&theta;}}rd\mathrm{\&theta;}---(4-7)$

由于锥体是等位面，可以沿任何r积分。将式(4-5)带入上面式子，得出V(r)，

$V\left(r\right)=\frac{{\mathrm{\&eta;H}}_0}{4\mathrm{\&pi;}}{e}^{-j\mathrm{\&beta;}r}{\&Integral;}_{{\mathrm{\&theta;}}_h}^{\mathrm{\&pi;}-{\mathrm{\&theta;}}_h}\frac{d\mathrm{\&theta;}}{\sin \mathrm{\&theta;}}=\frac{{\mathrm{\&eta;H}}_0}{2\mathrm{\&pi;}}{e}^{-j\mathrm{\&beta;}r}ln\left(\cot \frac{{\mathrm{\&theta;}}_h}{2}\right)---(4-8)$

在导体表面上，H_φ的边界条件是J_s＝H_φ，在一个锥上的总电流，可以由电流密度J_s沿锥进行积分求出，如图12所示，所以

$I\left(r\right)={\&Integral;}_0^{2\mathrm{\&pi;}}{H}_{\mathrm{\&phi;}}rsin\mathrm{\&theta;}d\mathrm{\&phi;}=2{\mathrm{\&pi;rH}}_{\mathrm{\&phi;}}sin\mathrm{\&theta;}---(4-9)$

将式(4-4)带入(4-9)得出

$I\left(r\right)=\frac{H_0}{2}{e}^{-j\mathrm{\&beta;}r}---(4-10)$

由式(4-8)和式(4-10)，在任意点r处的特性阻抗Z₀为

$Z_0=\frac{V\left(r\right)}{I\left(r\right)}=\frac{\mathrm{\&eta;}}{\mathrm{\&pi;}}ln\left(\cot \frac{{\mathrm{\&theta;}}_h}{2}\right)---(4-11)$

由于特性阻抗Z₀不是r的函数，所以必然也是输入点处(r＝0)的阻抗。因此，将η≈120π带入式(4-11)中，得出输入阻抗Z_in为，

$Z_{in}=Z_0=120ln\left(\cot \frac{{\mathrm{\&theta;}}_h}{2}\right)\mathrm{\&Omega;}---(4-12)$

当θ_h小于20°时，

$Z_{in}=Z_0\&ap;120ln\left(\frac{2}{{\mathrm{\&theta;}}_h}\right)\mathrm{\&Omega;}---(4-13)$

其中，θ_h是以弧度表示的。输入阻抗是实数，是因为存在的是纯行波。由于结构是无限大的，没有出现不连续引起反射而建立的驻波，阻抗中有电抗分量时才会出现驻波(除少数谐振点外)。如果θ_h＝1°，则Z_in＝568+j0Ω。如果θ_h＝50°，则Z_in＝91+j0Ω。

如果一个锥一直向外张开成为一个完纯导电地平面，就形成地面上方的无限锥。该无限双锥的单极子模型具有的输入阻抗是无限双锥输入阻抗的一半。

以上讨论的无限长双锥天线中上锥角等于下锥角，上下结构对称，若无限长双锥天线上下结构不对称，即上锥角为θ₀，下锥角为θ₁，θ₁+θ₀≠π，示意图如图13所示。利用行波电压与行波电流之比得出无限长不对称双锥天线的输入阻抗Z_in，如公式(4-14)所示：

$Z_{in}=Z_0\&ap;60ln\&lsqb;\frac{tan\frac{{\mathrm{\&theta;}}_1}{2}}{tan\frac{{\mathrm{\&theta;}}_0}{2}}\&rsqb;---(4-14)$

由式(4-12)可以看出，无限双锥天线的输入阻抗Z_in仅与锥角θ_h有关，而与频率f无关，所以无限双锥天线是一种非频变天线，理论上它的带宽可以是无穷大。然而实际工程中，无限长双锥天线是不可能存在的。天线尺寸总是有限的，有限长双锥天线的终端会产生反射，改变无限长双锥天线上的行波电流状态，产生驻波。TEM波和锥末端产生的高次模同时存在。这些高次模主要产生天线的电抗。锥末端引起反射而建立的驻波导致复数的输入阻抗。

通过增加图3中的θ_h角，可在逐渐变宽的带宽内使输入阻抗的电抗部分保持最小。同时，输入阻抗的实部变得对频率的改变(或改变图3中的h)不太敏感。可以通过分析图2的锥形单极子的测量数据加以说明，其中天线阻抗相对于单极子高度L_h的数据表明，可以达到宽带天线定义部分所需的2：1阻抗宽带的要求。此天线几何结构对角度的依赖大于对长度的依赖。大锥角双锥天线的输入阻抗实验值在锥形单极子的实验值基础上乘以2得到。2θ_h越接近90°，有限长圆锥天线的输入电阻和输入电抗随天线长度L_h的变化越平缓；天线锥角2θ_h为90°时，天线长度L_h大于λ/2时，天线的输入电阻接近于50Ω，输入电抗接近于0，因此有限长双锥天线锥角为90°时具有很宽的阻抗带宽。

本发明中的天线基于双锥天线的基础上改进而成，上圆台半径小于下圆台半径，通过调整上下圆台的不对称性来控制天线的辐射方向，并且在上下圆台的末端连接上一个圆柱体，使得圆台末端呈现渐变结构，可以有效减少反射，提高天线的频带宽度的同时还减小了天线的尺寸。天线采用50欧姆同轴线进行馈电。同轴线的特性阻抗与横截面的关系式为：

$Z_0=\frac{60}{\sqrt{{\mathrm{\&epsiv;}}_r}}ln\left(\frac{D}{d}\right)\mathrm{\&Omega;}---(4-15)$

式中ε_r为材料的介电常数，D、d分别为同轴线横截面的外径和内径。

设计的非对称双锥天线示意图如图16所示，图中l₁为上、下圆台的高度，l₂为上、下圆柱体的高度，r₁为上圆柱体半径，r₂为下圆柱体半径，d为上、下圆台中间的间隙距离。

上圆台的母线长度下圆台的母线长度的，母线长度以及圆柱体的高度对天线的中心频率有较大的影响，一般当公式(4-16)成立时辐射性能最好。以500MHz为例，其四分之一波长λ/4＝c/4f＝150mm。且由4.1.2节得出的结论天线锥角接近90°时，天线的输入阻抗接近50欧姆，具有较宽的阻抗带宽。

L_up+l₂＝λ/4 (4-16)

对本发明中的非对称双锥天线结构参数仿真优化：

通过HFSS仿真发现，非对称双锥天线的上下圆柱体半径及高度、圆台高度、上下圆台间隙长度等，对天线的驻波比均有较为明显的影响。使驻波比最小即是仿真优化的目标。考虑到HFSS仿真速度较慢，在一个模型中对不同参数仿真同时进行仿真效率低，且不容易找出规律。本发明决定逐一对参数进行优化，对单一参数优化时其它参数设置为固定值，固定值的选取则靠经验公式以及前期大量仿真数据得出。下面的对比仿真中已把非对比参数值设为最佳值(即最后天线尺寸优化后的值)。

天线上圆柱体半径的确定：图6是不同的天线上圆柱体半径对天线电压驻波比影响的对比结果，天线上圆柱体半径可以通过式(4-14)、(4-16)的经验公式初步估算出大致范围，然后通过HFSS参数优化得到具体的天线上圆柱体半径，对比仿真时已将天线尺寸的其他参数设为最佳值。从图6可以看出，天线上圆柱体半径越大电压驻波比越好，但在0.65GHz处电压驻波比有一个显著的抬升，天线上圆柱体半径为65mm及75mm曲线在0.65GHz处电压驻波比超过2，当天线上圆柱体半径增大至105mm时在高频处的电压驻波比性能下降。综合考虑天线电压驻波比低频段、高频段的性能，最终确定天线上圆柱体半径r1＝95mm。

天线下圆柱体半径的确定：图7是不同的天线下圆柱体半径对天线电压驻波比影响的对比结果，可以看出当下圆柱体半径超过150mm后，电压驻波比曲线变得不稳定，分别在0.9GHz与1.8GHz有较高的驻波比。下圆柱体半径小于150mm，随着半径的减小，电压驻波比升高。因此确定下圆柱体半径最佳值r2＝150mm。

天线上圆台、下圆台高度l1的确定，由图8可以看出天线圆台高度对天线性能的影响较大，圆台高度为40mm时在0.55GHz与1GHz处电压驻波比达到极大值4和2.85，此时驻波比小于2的频带为0.7-0.9GHz，1.2-2.2GHz，不符合局部放电UHF传感器的工作频带要求。而当圆台高度大于40mm时，天线驻波比随着圆台高度的增加而增大，最终确定天线圆台高度最佳值l1＝50mm。

天线上圆柱体、下圆柱体高度l2的确定：由图9可以看出天线上圆柱体、下圆柱体高度对天线电压驻波比的影响较为复杂。在低频区段(0.4-0.9GHz)，天线电压驻波比随圆柱体高度的增加而减小；在中频区段(0.9-1.3GHz)，天线电压驻波比随圆柱体高度的增加而增加；在高频区段(1.8-2.2GHz)，圆柱体高度对天线电压驻波比的影响不大。研究低频区段，发现当圆柱体高度为70mm、80mm时，天线的电压驻波比在0.4GHz处已小于2，这意味着此时的天线工作频率下限低于0.4GHz，可能接收到变电站传来的低频信号干扰。因此决定天线上、下圆柱体高度最佳值为l2＝50mm。

天线同轴馈线内芯半径b的确定：由图10可以看出天线同轴馈线内芯半径对天线电压驻波比有较大影响，整体来说天线电压驻波比随着馈线内芯半径的增大而增大。而在高频区内芯半径为0.65mm的驻波比曲线不如内芯半径为0.75mm的驻波比曲线。本发明在4.2.3节已根据同轴线的特性阻抗公式(4-14)计算出当同轴馈线内外半径比例为3.44：1时其特性阻抗为50欧姆。模型已将同轴馈线外径确定为2.85mm，理论计算 出内芯半径为0.82mm同轴线的特性阻抗将达到50欧姆。对比仿真结果，发现内芯半径为0.75mm时天线整体性能更好。因此选择天线同轴线内芯半径最佳值为b＝0.75mm。

天线上圆台、下圆台中间间隙距离d的确定：图11表示了天线上下圆台中间的间隙距离对天线性能影响的对比仿真，可以看出随着间隙距离的增大天线电压驻波比增大，理论上来说间隙距离大于1.5mm时距离越小天线性能越好。但是考虑天线后续的加工过程中，间隙距离过小对加工工艺要求较高，本发明最终选择间隙距离的最佳值d＝2mm。

经过4.3节的参数优化以及反复的仿真，还有对加工工艺实现难度的考量，最终确定的非对称双锥天线上、下圆台高度为l1＝50mm，上、下圆柱体高度为l2＝50mm，上圆柱体半径为r1＝95mm，下圆柱体半径为r2＝150mm，同轴馈线内芯半径为b＝0.75mm，上、下圆台中间间隙距离为d＝2mm。仿真得到的电压驻波比曲线如图11所示，方向图如图12所示。

从图13可以看出在470MHz～3GHz频率范围内，天线的电压驻波比小于2。谐振频率在2.2GHz附近，驻波比接近1，而在650MHz处，驻波比出现一个较大的峰值，为1.84。

非对称双锥天线在起始频率0.4GHz、终止频率3GHz，选取了0.4GHz、0.6GHz、0.7GHz、1GHz、1.5GHz、2GHz、2.5GHz、3GHz共8个频率点的E面方向图和H面方向图仿真结果。方向图的仿真是在理想情况下得到的，与实际加工出来受到工艺精度等因素限制的天线存在一定差别。但是该仿真也可以说明天线方向图的大致变化趋势，为天线的性能考量提供参考。在低频区0.4GHz、0.6GHz、0.7GHz，天线电尺寸小，增益较低。E面方向图呈现饼圈型，增益最大值在90°位置，3dB带宽为90°，H面方向图为全向的，不圆度非常低。到达中频段1GHz时，天线的E面方向图开始由饼圈型变为心型，实现了方向图增益的上翘，增益最大值偏移到了45°，3dB带宽缩小为75°。随着频率的升高，天线电尺寸逐渐变大接近1，天线的方向图性能开始恶化。1.5GHz时，天线的E面方向图增益最大值偏移到了23°，3dB带宽缩小为47°。H面方向图的全向性出现一些偏移，不圆度为1.8dB。2GHz以上频率时，天线电尺寸超过1，天线的E面方向图和H面方向图均出现了副瓣，天线增益降低，性能进一步恶化。

本发明中的非对称双锥天线在其圆台末端连接上一个圆柱体，使得圆台末端呈现渐变结构，可以有效减少反射，提高天线的频带宽度的同时还减小了天线的尺寸。图14给出了非对称双锥天线在添加圆柱体前后的天线电压驻波比仿真图，图中未添加圆柱体天线的尺寸为上、下圆台高度为l1＝100mm，上圆台半径为r1＝190mm，下圆台半径为 r2＝300mm，同轴馈线内芯半径为b＝0.75mm，上、下圆台中间间隙距离为d＝2mm。由图可以看出两者的驻波比曲线大致相同，工作带宽都是500MHz-3GHz，在中频段1.2GHz-2.3GHz添加圆柱体天线的电压驻波比略低于未添加圆柱体天线，而在低频段和高频段添加圆柱体天线的电压驻波比略高于未添加圆柱体天线。换言之，在保证非对称天线工作频段相同、电压驻波比曲线一致的情况下，添加圆柱体可使得非对称天线的尺寸体积减小约50％。

本发明基于非对称双锥天线原理，利用HFSS设计了一款连接圆柱体的变形非对称天线作为车载式变电站局部放电全站检测特高频传感器，仿真数据显示该天线具有470MHz～3GHz的工作带宽，H面方向图呈现全向特性，E面方向图在低频段呈现饼圈型，在中高频段呈现心形，实现了方向图增益的“上翘”，增大了竖直面0°-60°的仰角区间天线的增益，可以更好的接收变电站的局部放电信号。而且天线在在上下圆台的末端连接上一个圆柱体，使得圆台末端呈现渐变结构，经过与传统非对称双锥天线的仿真对比实验发现该款变形非对称双锥天线的尺寸体积减小了约50％，实现了天线的小型化，便于安装在车载式变电站局部放电全站检测系统中。

以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变形或修改，这并不影响本发明的实质内容。

Claims (9)

1.一种变电站局部放电全站检测用特高频非对称双锥天线，其特征在于，包括上圆台、下圆台、上圆柱体以及下圆柱体；

其中，所述上圆台的顶端与所述下圆台的顶端相对且以一间隙设置；

所述上圆柱体连接所述上圆台的上端面；所述下圆柱体连接所述下圆台的下端面；

上圆台的上端面半径小于下圆台的下端面半径。

2.根据权利要求1所述的变电站局部放电全站检测用特高频非对称双锥天线，其特征在于，还包括同轴线；

其中，所述同轴线的内芯与上圆台连接；所述同轴线的外芯与下圆台连接；

同轴线的特性阻抗与横截面的关系式Z₀为：

$Z_0=\frac{60}{\sqrt{{\mathrm{\&epsiv;}}_r}}ln\left(\frac{D}{d}\right)\mathrm{\&Omega;}$

式中ε_r为同轴线制作材料的介电常数，D、d分别为同轴线横截面的外径、内径。

3.根据权利要求1所述的变电站局部放电全站检测用特高频非对称双锥天线，其特征在于，上圆台的母线长度下圆台的母线长度 $L_{down}=\sqrt{l_1^2+r_2^2};$

其中，上圆台、下圆台的高度均为l₁，r₁为上圆柱体半径，r₂为下圆柱体半径。

4.根据权利要求1所述的变电站局部放电全站检测用特高频非对称双锥天线，其特征在于，上圆柱体半径r₁＝95mm；下圆柱体半径r₂＝150mm。

5.根据权利要求1所述的变电站局部放电全站检测用特高频非对称双锥天线，其特征在于，上圆台、下圆台的高度均l₁为50mm。

6.根据权利要求1所述的变电站局部放电全站检测用特高频非对称双锥天线，其特征在于，上圆柱体、下圆柱体高度l₂为50mm。

7.根据权利要求2所述的变电站局部放电全站检测用特高频非对称双锥天线，其特征在于，同轴线内芯半径为0.75mm。

8.根据权利要求1所述的变电站局部放电全站检测用特高频非对称双锥天线，其特征在于，上圆台、下圆台中间间隙距离d为2mm。

9.根据权利要求1所述的变电站局部放电全站检测用特高频非对称双锥天线，其特征在于，所述上圆柱体与所述上圆台的上端面的半径相同；所述下圆柱体与所述下圆台的下端面的半径相同。