CN106329967A - 基于固定矢量合成的pwm整流器模型预测方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了基于固定矢量合成的PWM整流器模型预测方法和装置，根据整流器的数学模型和瞬时功率理论，求得k时刻复功率S^k和k+1时刻复功率的预测值S^k+1，以及复功率参考值S^ref；根据复功率的预测值S^k+1和复功率参考值S^ref，获得参考电压矢量v^ref；根据参考电压矢量v^ref，采用固定矢量合成的PWM整流器模型预测控制实现SVPWM占空比信息，得到双矢量方法的非零矢量V_x和零矢量V₀′作用时间t_x和t₀″；根据非零矢量V_x和零矢量V₀′作用时间t_x和t₀″，构建整流器每个开关管的驱动信号。因此，本发明能够同时满足无需大量枚举计算过程，基于固定矢量合成SVPWM，以及SVPWM和双矢量之间任意切换的功能。

Description

基于固定矢量合成的PWM整流器模型预测方法和装置

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，特别是指一种基于固定矢量合成的PWM整流器模型预测方法和装置。

背景技术

在现有的PWM整流器控制策略中，模型预测控制是一种在线优化控制算法，由于概念简单，动态响应快，易于实现等优点，近些年吸引了国内外大量学者对其在电力电子领域的应用进行了研究。但是传统模型预测方案算法较为复杂，在计算最优电压矢量需要大量枚举，使得计算量大。传统的SVPWM控制上有判断矢量的扇区复杂,运算量较大的缺点,这些缺点导致了SVPWM的具体应用在一些特定的环境下会受到限制。现在SVPWM和双矢量方法是割裂独立的，导致SVPWM和双矢量切换较为复杂，需在两个不同框架下实现。

为解决大量枚举问题，有学者提出了一些解决方法，但这些方法仍旧复杂，实用性不强。如文献《Low Complexity Model Predictive Control---Single Vector-BasedApproach》以复功率共轭的负值为变量，获得最优的电压矢量使真实值与给定值之间误差最小，只需对误差矢量所在扇区进行判断。另外，SVPWM合成上，有学者提出无需扇区信息的矢量选择的概念，如文献《Predictive Direct Power Control for Three-Phase Grid-Connected Converters Without Sector Information and Voltage VectorSelection》。目前尚没有较好的方法能够同时满足：1)无需大量枚举计算过程；2)基于固定矢量合成SVPWM；3)SVPWM和双矢量之间任意切换。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于提出一种基于固定矢量合成的PWM整流器模型预测方法和装置，能够同时满足无需大量枚举计算过程，基于固定矢量合成SVPWM，以及SVPWM和双矢量之间任意切换的功能。

基于上述目的本发明提供基于固定矢量合成的PWM整流器模型预测方法，包括步骤：

根据整流器的数学模型和瞬时功率理论，求得k时刻复功率S^k和k+1时刻复功率的预测值S^k+1，以及复功率参考值S^ref；

根据复功率的预测值S^k+1和复功率参考值S^ref，获得参考电压矢量v^ref；

根据参考电压矢量v^ref，采用固定矢量合成的PWM整流器模型预测控制实现SVPWM占空比信息，得到双矢量方法的非零矢量V_x和零矢量V₀′作用时间t_x和t₀″；

根据非零矢量V_x和零矢量V₀′作用时间t_x和t₀″，构建整流器每个开关管的驱动信号。

在本发明的一些实施例中，通过三相/两相变换，可以得到两相静止坐标下PWM整流器的数学公式如下：

$e=Ri+L\frac{di}{dt}+v$

其中，e是电网侧电压矢量，i是电网侧电流矢量，R是电网侧电感的电阻，L是电感值，v经过整流器交流侧输出的电压矢量；根据瞬时功率理论电网侧复功率可表示为：

$S=\frac{3}{2}{i}^{*}e=p+jq$

需要说明的是，上式中的S可以写为S^k，即k时刻的复功率S；

对复功率S^k求导并进行离散化可得k+1时刻复功率的预测值：

$S^{k+1}=S^k+\frac{t_{sc}}{L}\left(\frac{3}{2}\right(|e^k{|}^2-v^{*k}{e}^k)-(R-j\mathrm{\ω}L)\·S^k).$

在本发明的一些实施例中，根据功率无差拍原则得到参考电压矢量

在本发明的一些实施例中，根据参考电压矢量v^ref，采用固定矢量V₁(100)和V₂(110)来合成矢量v^ref，得到三相初始占空比为：

$d_a=\frac{1+t_1+t_2}{2}$

$d_b=\frac{1-t_1+t_2}{2}$

$d_c=\frac{1-t_1-t_2}{2}$

最后按照空间矢量调制SVM合成的占空比为：

$d_0=\frac{1-d_{max}-d_{min}}{2}$

${d_a}^{\′}=d_a+d_0-\frac{d_a+d_b+d_c}{3}$

${d_b}^{\′}=d_b+d_0-\frac{d_a+d_b+d_c}{3}$

${d_c}^{\′}=d_c+d_0-\frac{d_a+d_b+d_c}{3}$

其中，d_max和d_min为d_a、d_b、d_c中的最大值和最小值；

根据三相占空比d_a′,d_b′和d_c′的大小关系计算得到V₀′，V₁′和V₂′及其作用时间t₀′，t₁′和t₂′；之后，根据获得的作用时间t₀′，t₁′和t₂′大小关系选择所需的两个矢量即非零矢量V_x和零矢量V₀′，并且得到非零矢量V_x和零矢量V₀′的作用时间t_x和t₀″。

在本发明的一些实施例中，根据得到的固定矢量合成SVM占空比信息d_a′,d_b′和d_c′可得关系：

N＝4*(d_a′>＝d_b′)+2*(d_b′>＝d_c′)+(d_c′>＝d_a′)

同时建立表1，可得V₀′，V₁′和V₂′及其作用时间t₀′，t₁′和t₂′；

表1

根据作用时间t₀′，t₁′和t₂′建立表2，可得非零矢量V_x和零矢量V₀′作用时间t_x和t₀″；

表2

	t1′+t0′＞t2′+t0′	t1′+t0′≤t2′+t0′
			[Vx V0′]	[V1′ V0′]	[V2′ V0′]
[tx t0″]	[t1′+0.5t2′ t0′+0.5t2′]	[t2′+0.5t1′ t0′+0.5t1′]

另外，本发明还提供了一种基于固定矢量合成的PWM整流器模型预测装置，包括：

预备数据获取单元，用于根据整流器的数学模型和瞬时功率理论，求得k时刻复功率S^k和k+1时刻复功率的预测值S^k+1，以及复功率参考值S^ref；

参考电压矢量获取单元，用于根据复功率的预测值S^k+1和复功率参考值S^ref，获得参考电压矢量v^ref；

双矢量获取单元，用于根据参考电压矢量v^ref，采用固定矢量合成的PWM整流器模型预测控制实现SVPWM占空比信息，得到双矢量方法的非零矢量V_x和零矢量V₀′作用时间t_x和t₀″；

驱动信号构建单元，用于根据非零矢量V_x和零矢量V₀′作用时间t_x和t₀″，构建整流器每个开关管的驱动信号。

在本发明的一些实施例中，预备数据获取单元包括复功率预测值获取模块和复功率参考值获取模块；其中，复功率预测值获取模块根据整流器的数学模型和瞬时功率理论，求得k时刻复功率S^k，然后对复功率S^k求导并进行离散化，得到k+1时刻复功率的预测值S^k+1；其中，通过三相/两相变换，可以得到两相静止坐标下PWM整流器的数学公式如下：

$e=Ri+L\frac{di}{dt}+v$

其中，e是电网侧电压矢量，i是电网侧电流矢量，R是电网侧电感的电阻，L是电感值，v经过整流器交流侧输出的电压矢量。根据瞬时功率理论电网侧复功率可表示为：

$S=\frac{3}{2}{i}^{*}e=p+jq$

需要说明的是，上式中的S可以写为S^k，即k时刻的复功率S；

对复功率S^k求导并进行离散化可得k+1时刻复功率的预测值：

$S^{k+1}=S^k+\frac{t_{sc}}{L}\left(\frac{3}{2}\right(|e^k{|}^2-v^{*k}{e}^k)-(R-j\mathrm{\ω}L)\·S^k)$

另外，复功率参考值获取模块根据外环电压PI调节器得到的功率指令p^ref具体表示为:其中k_p和k_i分别为PI调节器中的比例增益和积分增益，和U_dc分别为直流母线电压参考值和直流母线电压实际值；q^ref设定为零，得到复功率参考值S^ref＝p^ref+jq^ref。

在本发明的一些实施例中，参考电压矢量获取单元根据功率无差拍原则得到参考电压矢量

在本发明的一些实施例中，双矢量获取单元包括三相占空比获取模块以及双矢量计算模块。其中，三相占空比获取模块根据参考电压矢量v^ref，采用固定矢量V₁(100)和V₂(110)来合成矢量v^ref，得到三相占空比d_a′,d_b′和d_c′；

双矢量计算模块根据得到的固定矢量合成SVM占空比信息d_a′,d_b′和d_c′可得关系：

N＝4*(d_a′>＝d_b′)+2*(d_b′>＝d_c′)+(d_c′>＝d_a′)

同时建立表1，得V₀′，V₁′和V₂′及其作用时间t₀′，t₁′和t₂′；

表1

之后，根据作用时间t₀′，t₁′和t₂′建立表2，可得非零矢量V_x和零矢量V₀′作用时间t_x和t₀″；

表2

	t1′+t0′＞t2′+t0′	t1′+t0′≤t2′+t0′
			[Vx V0′]	[V1′ V0′]	[V2′ V0′]
[tx t0″]	[t1′+0.5t2′ t0′+0.5t2′]	[t2′+0.5t1′ t0′+0.5t1′]

在本发明的一些实施例中，通过参考电压矢量v^ref求得调制比和角度θ，采用固定矢量V₁(100)和V₂(110)来合成参考电压矢量v^ref，V₁和V₂作用时间为t₁和t₂，三相初始占空比为：

$d_a=\frac{1+t_1+t_2}{2}$

$d_b=\frac{1-t_1+t_2}{2}$

$d_c=\frac{1-t_1-t_2}{2}$

最后按照空间矢量调制SVM合成的占空比为：

$d_0=\frac{1-d_{max}-d_{min}}{2}$

${d_a}^{\′}=d_a+d_0-\frac{d_a+d_b+d_c}{3}$

${d_b}^{\′}=d_b+d_0-\frac{d_a+d_b+d_c}{3}$

${d_c}^{\′}=d_c+d_0-\frac{d_a+d_b+d_c}{3}$

其中，d_max和d_min为d_a、d_b、d_c中的最大值和最小值。

从上面所述可以看出，本发明提供的一种基于固定矢量合成的PWM整流器模型预测方法和装置，能够获取更好的控制性能的同时提高其通用性和实用性。

附图说明

图1为本发明实施例中基于固定矢量合成的PWM整流器模型预测方法的流程示意图；

图2为本发明实施例中两电平电压型PWM整流器的硬件电路示意图；

图3为本发明另一实施例中基于固定矢量合成的PWM整流器模型预测方法的流程示意图；

图4为本发明另一实施例基于固定矢量合成的PWM整流器模型预测控制原理框图；

图5是单矢量PWM整流器模型预测控制在20kHz采样率下，600W稳态实验结果；

图6是采用基于固定矢量合成的PWM整流器模型预测控制在10kHz采样率下，600W稳态实验结果。

图7是单矢量PWM整流器模型预测控制在20kHz采样率下，1000W稳态实验结果；

图8是采用基于固定矢量合成的PWM整流器模型预测控制在10kHz采样率下，1000W稳态实验结果。

图9是单矢量PWM整流器模型预测控制在20kHz采样率下，600W到1000W阶跃实验结果

图10是采用基于固定矢量合成的PWM整流器模型预测控制在10kHz采样率下，600W到1000W阶跃实验结果；

图11为本发明实施例中基于固定矢量合成的PWM整流器模型预测装置的结构示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施例，并参照附图，对本发明进一步详细说明。

需要说明的是，本发明实施例中所有使用“第一”和“第二”的表述均是为了区分两个相同名称非相同的实体或者非相同的参量，可见“第一”“第二”仅为了表述的方便，不应理解为对本发明实施例的限定，后续实施例对此不再一一说明。

参阅图1所示，为本发明实施例中基于固定矢量合成的PWM整流器模型预测方法的流程示意图，包括步骤：

步骤101，根据整流器的数学模型和瞬时功率理论，求得k时刻复功率S^k和k+1时刻复功率的预测值S^k+1，以及复功率参考值S^ref。

作为一个实施例，通过互感器采集网侧电压、电流，根据三相/两相变换，求得网侧复功率S^k，并对其求导，然后离散化可得k+1时刻复功率功率的预测值S^k+1。更进一步地，本发明采用了两电平电压型PWM整流器的硬件电路，如图2所示，包括三相电压源、三相滤波电感、三相二极管整流桥、直流侧电容、直流侧负载、电压电流采样电路、信号调理电路、DSP控制器和驱动电路。电压电流采样电路利用电压霍尔传感器和电流霍尔传感器分别采集直流侧电压及交流侧a、b相电压电流，采样信号经过信号调理电路后进入DSP控制器转换为数字信号。DSP控制器完成本发明所提出方法的运算，输出六路开关脉冲，然后经过驱动电路后得到PWM整流器的六个开关管的最终驱动信号。

在较佳地实施例中，通过三相/两相变换，可以得到两相静止坐标下PWM整流器的数学公式如下：

$e=Ri+L\frac{di}{dt}+v$

其中，e是电网侧电压矢量，i是电网侧电流矢量，R是电网侧电感的电阻，L是电感值，v经过整流器交流侧输出的电压矢量。根据瞬时功率理论电网侧复功率可表示为：

$S=\frac{3}{2}{i}^{*}e=p+jq$

需要说明的是，上式中的S可以写为S^k，即k时刻的复功率S。上式中的p和q分别为有功功率和无功功率，j为虚数单位。

根据整流器的数学模型和瞬时功率理论，对复功率S^k求导并进行离散化可得k+1时刻复功率的预测值：

$S^{k+1}=S^k+\frac{t_{sc}}{L}\left(\frac{3}{2}\right(|e^k{|}^2-v^{*k}{e}^k)-(R-j\mathrm{\ω}L)\·S^k)$

上式中的t_sc为控制周期，ω为电网角功率。

另外，功率指令p^ref通过电压外环PI调节器得到，同时得到复功率参考值S^ref。较佳地，根据外环电压PI调节器得到的功率指令p^ref具体表示为:其中k_p和k_i分别为PI调节器中的比例增益和积分增益，和U_dc分别为直流母线电压参考值和直流母线电压实际值。为了得到单位功率因数，q^ref设定为零，如此可得到复功率参考值S^ref＝p^ref+jq^ref。

步骤102，根据复功率的预测值S^k+1和复功率参考值S^ref，获得参考电压矢量v^ref。

在实施例中，根据步骤101中得到的k时刻复功率S^k和k+1时刻S^k+1及复功率参考值S^ref，根据功率无差拍原则得到参考电压矢量

步骤103，根据参考电压矢量v^ref，采用固定矢量合成的PWM整流器模型预测控制实现SVPWM占空比信息，得到双矢量方法的非零矢量V_x和零矢量V₀′作用时间t_x和t₀″。

较佳地，根据步骤102得到的参考电压矢量v^ref，采用固定矢量V₁(100)和V₂(110)来合成矢量v^ref，得到三相占空比d_a′,d_b′和d_c′。然后根据三相占空比d_a′,d_b′和d_c′的大小关系计算得到V₀′，V₁′和V₂′及其作用时间t₀′，t₁′和t₂′。根据获得的作用时间t₀′，t₁′和t₂′大小关系选择满足功率误差最小的两个矢量即非零矢量V_x和零矢量V₀′，并且得到非零矢量V_x和零矢量V₀′的作用时间t_x和t₀″。

优选地，通过参考电压矢量v^ref求得调制比和角度θ，采用固定矢量V₁(100)和V₂(110)来合成参考电压矢量v^ref，V₁和V₂作用时间为t₁和t₂，三相初始占空比为：

$d_a=\frac{1+t_1+t_2}{2}$

$d_b=\frac{1-t_1+t_2}{2}$

$d_c=\frac{1-t_1-t_2}{2}$

最后按照空间矢量调制SVM合成的占空比为：

$d_0=\frac{1-d_{max}-d_{min}}{2}$

${d_a}^{\′}=d_a+d_0-\frac{d_a+d_b+d_c}{3}$

${d_b}^{\′}=d_b+d_0-\frac{d_a+d_b+d_c}{3}$

${d_c}^{\′}=d_c+d_0-\frac{d_a+d_b+d_c}{3}$

其中，d_max和d_min为d_a、d_b、d_c中的最大值和最小值。

根据得到的固定矢量合成SVM占空比信息d_a′,d_b′和d_c′可得关系：

N＝4*(d_a′>＝d_b′)+2*(d_b′>＝d_c′)+(d_c′>＝d_a′)

同时建立表1，可得V₀′，V₁′和V₂′及其作用时间t₀′，t₁′和t₂′。需要说明的是，N并无物理含义，仅是为了便于选择矢量及其作用时间，参见表1第一行。

表1

根据作用时间t₀′，t₁′和t₂′建立表2，可得非零矢量V_x和零矢量V₀′作用时间t_x和t₀″。

表2

	t1′+t0′＞t2′+t0′	t1′+t0′≤t2′+t0′
			[Vx V0′]	[V1′ V0′]	[V2′ V0′]
[tx t0″]	[t1′+0.5t2′ t0′+0.5t2′]	[t2′+0.5t1′ t0′+0.5t1′]

步骤104，根据非零矢量V_x和零矢量V₀′作用时间t_x和t₀″，构建整流器每个开关管的驱动信号。

在该实施例中，根据非零电压矢量和零电压矢量组合以及占空比信号可构建得到整流器开关管的驱动信号。

在另一个可参考的实施例中，如图3所示，基于固定矢量合成的PWM整流器模型预测方法包括步骤：

步骤301，根据整流器的数学模型和瞬时功率理论，求得k时刻复功率S^k。具体的实施过程包括：

通过三相/两相变换，可以得到两相静止坐标下PWM整流器的数学公式如下：

$e=Ri+L\frac{di}{dt}+v$

其中，e是电网侧电压矢量，i是电网侧电流矢量，R是电网侧电感的电阻，L是电感值，v经过整流器交流侧输出的电压矢量。根据瞬时功率理论电网侧复功率可表示为：

$S=\frac{3}{2}{i}^{*}e=p+jq$

需要说明的是，上式中的S可以写为S^k，即k时刻的复功率S。

步骤302，对复功率S^k求导并进行离散化，得到k+1时刻复功率的预测值S^k+1。具体的实施过程包括：

对复功率S^k求导并进行离散化可得k+1时刻复功率的预测值：

$S^{k+1}=S^k+\frac{t_{sc}}{L}\left(\frac{3}{2}\right(|e^k{|}^2-v^{*k}{e}^k)-(R-j\mathrm{\ω}L)\·S^k)$

步骤303，计算复功率参考值S^ref。

在实施例中，功率指令p^ref通过电压外环PI调节器得到，同时得到复功率参考值S^ref。较佳地，根据外环电压PI调节器得到的功率指令p^ref具体表示为:其中k_p和k_i分别为PI调节器中的比例增益和积分增益，和U_dc分别为直流母线电压参考值和直流母线电压实际值。为了得到单位功率因数，q^ref设定为零，如此可得到复功率参考值S^ref＝p^ref+jq^ref。

值得说明的是，步骤303可以在进行步骤302之后进行，也可以在进行步骤301和302的过程中进行，当然也可以在步骤301之前进行。

步骤304，根据复功率的预测值S^k+1和复功率参考值S^ref，获得参考电压矢量v^ref。具体的实施过程包括：

根据功率无差拍原则得到参考电压矢量

步骤305，根据参考电压矢量v^ref，采用固定矢量V₁(100)和V₂(110)来合成矢量v^ref，得到三相占空比d_a′,d_b′和d_c′。

较佳地，通过参考电压矢量v^ref求得调制比和角度θ，采用固定矢量V₁(100)和V₂(110)来合成参考电压矢量v^ref，V₁和V₂作用时间为t₁和t₂，三相初始占空比为：

$d_a=\frac{1+t_1+t_2}{2}$

$d_b=\frac{1-t_1+t_2}{2}$

$d_c=\frac{1-t_1-t_2}{2}$

最后按照空间矢量调制SVM合成的占空比为：

$d_0=\frac{1-d_{max}-d_{min}}{2}$

${d_a}^{\′}=d_a+d_0-\frac{d_a+d_b+d_c}{3}$

${d_b}^{\′}=d_b+d_0-\frac{d_a+d_b+d_c}{3}$

${d_c}^{\′}=d_c+d_0-\frac{d_a+d_b+d_c}{3}$

其中，d_max和d_min为d_a、d_b、d_c中的最大值和最小值。

步骤306，根据三相占空比d_a′,d_b′和d_c′的大小关系计算得到最终选择的三个电压矢量V₀′，V₁′和V₂′及其作用时间t₀′，t₁′和t₂′。具体实施过程包括：

根据得到的固定矢量合成SVM占空比信息d_a′,d_b′和d_c′可得关系：

N＝4*(d_a′>＝d_b′)+2*(d_b′>＝d_c′)+(d_c′>＝d_a′)

同时建立表1，可得V₀′，V₁′和V₂′及其作用时间t₀′，t₁′和t₂′。

表1

步骤307，根据获得的作用时间t₀′，t₁′和t₂′大小关系选择所需的两个矢量即非零矢量V_x和零矢量V₀′，并且得到非零矢量V_x和零矢量V₀′的作用时间t_x和t₀″。具体实施过程包括：

根据作用时间t₀′，t₁′和t₂′建立表2，可得非零矢量V_x和零矢量V₀′作用时间t_x和t₀″。

表2

	t1′+t0′＞t2′+t0′	t1′+t0′≤t2′+t0′
			[Vx V0′]	[V1′ V0′]	[V2′ V0′]
[tx t0″]	[t1′+0.5t2′ t0′+0.5t2′]	[t2′+0.5t1′ t0′+0.5t1′]

步骤308，根据非零矢量V_x和零矢量V₀′作用时间t_x和t₀″，构建整流器每个开关管的驱动信号。

还值得说明的是，参阅图4所示的，为基于固定矢量合成的PWM整流器模型预测控制原理框图，即上面可参考实施例的控制原理。进一步地，在该发明的一个具体实施例中整个控制原理可以安装在图2的DSP控制器上。

还需要说明的是，通过对比图5、图6，图7、图8和图9、图10所示的实验结果得出。图5为单矢量PWM整流器模型预测控制在20kHz采样率下，600W稳态实验结果，而图6则是同样条件下，本发明中方法在10kHz采样率下的实验结果。图5、6中，从上至下波形依次为有功功率参考值，有功功率实际值，无功功率实际值以及a相电流。从图5和图6的对比中可以发现，尽管实施本发明方法时采样率只有传统方案的一半，但却实现了更低的功率脉动，更小的电流纹波。图7、图8为PWM整流器在1000W下的稳态实验结果，图7对应的是单矢量PWM整流器模型预测控制在20kHz采样率下实验结果，图8对应的是本发明中所述方法的实验结果。对比图7，图8可得在更高的功率上，也能实现更低的功率脉动和更小的电流纹波。从图9、10中可以看出在大动态过程中，有功发生阶跃时，有功功率能快速跟踪上给定，具有良好的动态性能，具有更平滑的功率和电流波形。

作为本发明另一方面的实施例，参阅图11所示，为本发明实施例中基于固定矢量合成的PWM整流器模型预测装置的结构示意图，所述的基于固定矢量合成的PWM整流器模型预测装置包括预备数据获取单元1101、参考电压矢量获取单元1102、双矢量获取单元1103以及驱动信号构建单元1104。其中，预备数据获取单元1101根据整流器的数学模型和瞬时功率理论，求得k时刻复功率S^k和k+1时刻复功率的预测值S^k+1，以及复功率参考值S^ref。然后，参考电压矢量获取单元1102根据复功率的预测值S^k+1和复功率参考值S^ref，获得参考电压矢量v^ref。双矢量获取单元1103根据参考电压矢量v^ref，采用固定矢量合成的PWM整流器模型预测控制实现SVPWM占空比信息，得到双矢量方法的非零矢量V_x和零矢量V₀′作用时间t_x和t₀″。最后，驱动信号构建单元1104根据非零矢量V_x和零矢量V₀′作用时间t_x和t₀″，构建整流器每个开关管的驱动信号。

作为一个可参考的实施例，预备数据获取单元1101可以包括复功率预测值获取模块和复功率参考值获取模块。其中，复功率预测值获取模块根据整流器的数学模型和瞬时功率理论，求得k时刻复功率S^k，然后对复功率S^k求导并进行离散化，得到k+1时刻复功率的预测值S^k+1。更进一步地，通过三相/两相变换，可以得到两相静止坐标下PWM整流器的数学公式如下：

$e=Ri+L\frac{di}{dt}+v$

其中，e是电网侧电压矢量，i是电网侧电流矢量，R是电网侧电感的电阻，L是电感值，v经过整流器交流侧输出的电压矢量。根据瞬时功率理论电网侧复功率可表示为：

$S=\frac{3}{2}{i}^{*}e=p+jq$

需要说明的是，上式中的S可以写为S^k，即k时刻的复功率S。

对复功率S^k求导并进行离散化可得k+1时刻复功率的预测值：

$S^{k+1}=S^k+\frac{t_{sc}}{L}\left(\frac{3}{2}\right(|e^k{|}^2-v^{*k}{e}^k)-(R-j\mathrm{\ω}L)\·S^k)$

另外，复功率参考值获取模块根据外环电压PI调节器得到的功率指令p^ref具体表示为:其中k_p和k_i分别为PI调节器中的比例增益和积分增益，和U_dc分别为直流母线电压参考值和直流母线电压实际值。为了得到单位功率因数，q^ref设定为零，如此可得到复功率参考值S^ref＝p^ref+jq^ref。

较佳地，参考电压矢量获取单元1102根据功率无差拍原则得到参考电压矢量

在另一个实施例中，双矢量获取单元1103可以包括三相占空比获取模块以及双矢量计算模块。其中，三相占空比获取模块根据参考电压矢量v^ref，采用固定矢量V₁(100)和V₂(110)来合成矢量v^ref，得到三相占空比d_a′,d_b′和d_c′。

较佳地，通过参考电压矢量v^ref求得调制比和角度θ，采用固定矢量V₁(100)和V₂(110)来合成参考电压矢量v^ref，V₁和V₂作用时间为t₁和t₂，三相初始占空比为：

$d_a=\frac{1+t_1+t_2}{2}$

$d_b=\frac{1-t_1+t_2}{2}$

$d_c=\frac{1-t_1-t_2}{2}$

最后按照空间矢量调制SVM合成的占空比为：

$d_0=\frac{1-d_{max}-d_{min}}{2}$

${d_a}^{\′}=d_a+d_0-\frac{d_a+d_b+d_c}{3}$

${d_b}^{\′}=d_b+d_0-\frac{d_a+d_b+d_c}{3}$

${d_c}^{\′}=d_c+d_0-\frac{d_a+d_b+d_c}{3}$

其中，d_max和d_min为d_a、d_b、d_c中的最大值和最小值。

另外，双矢量计算模块根据三相占空比d_a′,d_b′和d_c′的大小关系计算得到V₀′，V₁′和V₂′及其作用时间t₀′，t₁′和t₂′。具体包括：根据得到的固定矢量合成SVM占空比信息d_a′,d_b′和d_c′可得关系：

N＝4*(d_a′>＝d_b′)+2*(d_b′>＝d_c′)+(d_c′>＝d_a′)

同时建立表1，可得V₀′，V₁′和V₂′及其作用时间t₀′，t₁′和t₂′。

表1

之后，根据获得的作用时间t₀′，t₁′和t₂′大小关系选择所需的两个矢量即非零矢量V_x和零矢量V₀′，并且得到非零矢量V_x和零矢量V₀′的作用时间t_x和t₀″。具体包括：根据作用时间t₀′，t₁′和t₂′建立表2，可得非零矢量V_x和零矢量V₀′作用时间t_x和t₀″。

表2

	t1′+t0′＞t2′+t0′	t1′+t0′≤t2′+t0′
			[Vx V0′]	[V1′ V0′]	[V2′ V0′]
[tx t0″]	[t1′+0.5t2′ t0′+0.5t2′]	[t2′+0.5t1′ t0′+0.5t1′]

需要说明的是，在本发明所述的基于固定矢量合成的PWM整流器模型预测装置的具体实施内容，在上面所述的基于固定矢量合成的PWM整流器模型预测方法中已经详细说明了，故在此重复内容不再说明。

综上所述，本发明提供的一种基于固定矢量合成的PWM整流器模型预测方法和装置，创造性地采用固定矢量合成的SVPWM无需扇区信息选择电压矢量，大幅度的简化了计算过程；并且，根据三相占空比信息得到两个矢量，可以在模型预测无差拍控制框架下实现SVPWM和双矢量调制方法切换，同时揭示SVPWM与双矢量控制的本质联系；与此同时，采用双矢量控制可以有效减小功率脉动，改善稳态性能，降低采样频率；从而，本发明在很大程度上具有广泛、重大的推广意义；最后，整个所述的基于固定矢量合成的PWM整流器模型预测方法和装置紧凑，易于控制。

所属领域的普通技术人员应当理解：以上任何实施例的讨论仅为示例性的，并非旨在暗示本公开的范围(包括权利要求)被限于这些例子；在本发明的思路下，以上实施例或者不同实施例中的技术特征之间也可以进行组合，步骤可以以任意顺序实现，并存在如上所述的本发明的不同方面的许多其它变化，为了简明它们没有在细节中提供。

另外，为简化说明和讨论，并且为了不会使本发明难以理解，在所提供的附图中可以示出或可以不示出与集成电路(IC)芯片和其它部件的公知的电源/接地连接。此外，可以以框图的形式示出装置，以便避免使本发明难以理解，并且这也考虑了以下事实，即关于这些框图装置的实施方式的细节是高度取决于将要实施本发明的平台的(即，这些细节应当完全处于本领域技术人员的理解范围内)。在阐述了具体细节(例如，电路)以描述本发明的示例性实施例的情况下，对本领域技术人员来说显而易见的是，可以在没有这些具体细节的情况下或者这些具体细节有变化的情况下实施本发明。因此，这些描述应被认为是说明性的而不是限制性的。

尽管已经结合了本发明的具体实施例对本发明进行了描述，但是根据前面的描述，这些实施例的很多替换、修改和变型对本领域普通技术人员来说将是显而易见的。例如，其它存储器架构(例如，动态RAM(DRAM))可以使用所讨论的实施例。

本发明的实施例旨在涵盖落入所附权利要求的宽泛范围之内的所有这样的替换、修改和变型。因此，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何省略、修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种基于固定矢量合成的PWM整流器模型预测方法，其特征在于，包括步骤：

根据整流器的数学模型和瞬时功率理论，求得k时刻复功率S^k和k+1时刻复功率的预测值S^k+1，以及复功率参考值S^ref；

根据复功率的预测值S^k+1和复功率参考值S^ref，获得参考电压矢量v^ref；

根据参考电压矢量v^ref，采用固定矢量合成的PWM整流器模型预测控制实现SVPWM占空比信息，得到双矢量方法的非零矢量V_x和零矢量V₀′作用时间t_x和t₀″；

根据非零矢量V_x和零矢量V₀′作用时间t_x和t₀″，构建整流器每个开关管的驱动信号。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，通过三相/两相变换，可以得到两相静止坐标下PWM整流器的数学公式如下：

$e=Ri+L\frac{di}{dt}+v$

其中，e是电网侧电压矢量，i是电网侧电流矢量，R是电网侧电感的电阻，L是电感值，v经过整流器交流侧输出的电压矢量；根据瞬时功率理论电网侧复功率可表示为：

$S=\frac{3}{2}{i}^{*}e=p+jq$

需要说明的是，上式中的S可以写为S^k，即k时刻的复功率S；

对复功率S^k求导并进行离散化可得k+1时刻复功率的预测值：

$S^{k+1}=S^k+\frac{t_{sc}}{L}\left(\frac{3}{2}\right({\left|e^k\right|}^2-v^{*k}{e}^k)-(R-j\mathrm{\ω}L)\·S^k).$

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，根据功率无差拍原则得到参考电压矢量

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，根据参考电压矢量v^ref，采用固定矢量V₁(100)和V₂(110)来合成矢量v^ref，得到三相初始占空比为：

$d_a=\frac{1+t_1+t_2}{2}$

$d_b=\frac{1-t_1+t_2}{2}$

$d_c=\frac{1-t_1-t_2}{2}$

最后按照空间矢量调制SVM合成的占空比为：

$d_0=\frac{1-d_{max}-d_{min}}{2}$

${d_a}^{\′}=d_a+d_0-\frac{d_a+d_b+d_c}{3}$

${d_b}^{\′}=d_b+d_0-\frac{d_a+d_b+d_c}{3}$

${d_c}^{\′}=d_c+d_0-\frac{d_a+d_b+d_c}{3}$

其中，d_max和d_min为d_a、d_b、d_c中的最大值和最小值；

根据三相占空比d_a′,d_b′和d_c′的大小关系计算得到V₀′，V₁′和V₂′及其作用时间t₀′，t₁′和t₂′；之后，根据获得的作用时间t₀′，t₁′和t₂′大小关系选择所需的两个矢量即非零矢量V_x和零矢量V₀′，并且得到非零矢量V_x和零矢量V₀′的作用时间t_x和t₀″。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，根据得到的固定矢量合成SVM占空比信息d_a′,d_b′和d_c′可得关系：

N＝4*(d_a′>＝d_b′)+2*(d_b′>＝d_c′)+(d_c′>＝d_a′)

同时建立表1，可得V₀′，V₁′和V₂′及其作用时间t₀′，t₁′和t₂′；

表1

根据作用时间t₀′，t₁′和t₂′建立表2，可得非零矢量V_x和零矢量V₀′作用时间t_x和t₀″；

表2

t₁′+t₀′＞t₂′+t₀′ t₁′+t₀′≤t₂′+t₀′ [V_x V₀′] [V₁′ V₀′] [V₂′ V₀′] [t_x t₀″] [t₁′+0.5t₂′ t₀′+0.5t₂′] [t₂′+0.5t₁′ t₀′+0.5t₁′]

6.一种基于固定矢量合成的PWM整流器模型预测装置，其特征在于，包括：

预备数据获取单元，用于根据整流器的数学模型和瞬时功率理论，求得k时刻复功率S^k和k+1时刻复功率的预测值S^k+1，以及复功率参考值S^ref；

参考电压矢量获取单元，用于根据复功率的预测值S^k+1和复功率参考值S^ref，获得参考电压矢量v^ref；

双矢量获取单元，用于根据参考电压矢量v^ref，采用固定矢量合成的PWM整流器模型预测控制实现SVPWM占空比信息，得到双矢量方法的非零矢量V_x和零矢量V₀′作用时间t_x和t₀″；

驱动信号构建单元，用于根据非零矢量V_x和零矢量V₀′作用时间t_x和t₀″，构建整流器每个开关管的驱动信号。

7.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，预备数据获取单元包括复功率预测值获取模块和复功率参考值获取模块；其中，复功率预测值获取模块根据整流器的数学模型和瞬时功率理论，求得k时刻复功率S^k，然后对复功率S^k求导并进行离散化，得到k+1时刻复功率的预测值S^k+1；其中，通过三相/两相变换，得到两相静止坐标下PWM整流器的数学公式如下：

$e=Ri+L\frac{di}{dt}+v$

其中，e是电网侧电压矢量，i是电网侧电流矢量，R是电网侧电感的电阻，L是电感值，v经过整流器交流侧输出的电压矢量。根据瞬时功率理论电网侧复功率可表示为：

$S=\frac{3}{2}{i}^{*}e=p+jq$

需要说明的是，上式中的S可以写为S^k，即k时刻的复功率S；

对复功率S^k求导并进行离散化可得k+1时刻复功率的预测值：

$S^{k+1}=S^k+\frac{t_{sc}}{L}\left(\frac{3}{2}\right({\left|e^k\right|}^2-v^{*k}{e}^k)-(R-j\mathrm{\ω}L)\·S^k)$

另外，复功率参考值获取模块根据外环电压PI调节器得到的功率指令p^ref具体表示为:其中k_p和k_i分别为PI调节器中的比例增益和积分增益，和U_dc分别为直流母线电压参考值和直流母线电压实际值；q^ref设定为零，得到复功率参考值S^ref＝p^ref+jq^ref。

8.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，参考电压矢量获取单元根据功率无差拍原则得到参考电压矢量

9.根据权利要求8所述的装置，其特征在于，双矢量获取单元包括三相占空比获取模块以及双矢量计算模块。其中，三相占空比获取模块根据参考电压矢量v^ref，采用固定矢量V₁(100)和V₂(110)来合成矢量v^ref，得到三相占空比d_a′,d_b′和d_c′；

双矢量计算模块根据得到的固定矢量合成SVM占空比信息d_a′,d_b′和d_c′可得关系：

N＝4*(d_a′＞＝d_b′)+2*(d_b′＞＝d_c′)+(d_c′＞＝d_a′)

同时建立表1，得V₀′，V₁′和V₂′及其作用时间t₀′，t₁′和t₂′；

表1

之后，根据作用时间t₀′，t₁′和t₂′建立表2，可得非零矢量V_x和零矢量V₀′作用时间t_x和t₀″；

表2

t₁′+t₀′＞t₂′+t₀′ t₁′+t₀′≤t₂′+t₀′ [V_x V₀′] [V₁′ V₀′] [V₂′ V₀′] [t_x t₀″] [t₁′+0.5t₂′ t₀′+0.5t₂′] [t₂′+0.5t₁′ t₀′+0.5t₁′]

10.根据权利要求9所述的装置，其特征在于，通过参考电压矢量v^ref求得调制比和角度θ，采用固定矢量V₁(100)和V₂(110)来合成参考电压矢量v^ref，V₁和V₂作用时间为t₁和t₂，三相初始占空比为：

$d_a=\frac{1+t_1+t_2}{2}$

$d_b=\frac{1-t_1+t_2}{2}$

$d_c=\frac{1-t_1-t_2}{2}$

最后按照空间矢量调制SVM合成的占空比为：

$d_0=\frac{1-d_{max}-d_{min}}{2}$

${d_a}^{\′}=d_a+d_0-\frac{d_a+d_b+d_c}{3}$

${d_b}^{\′}=d_b+d_0-\frac{d_a+d_b+d_c}{3}$

${d_c}^{\′}=d_c+d_0-\frac{d_a+d_b+d_c}{3}$

其中，d_max和d_min为d_a、d_b、d_c中的最大值和最小值。