CN106209704B

CN106209704B - 基于完全互补序列的时域mimo信道估计方法

Info

Publication number: CN106209704B
Application number: CN201610543832.7A
Authority: CN
Inventors: 李树锋; 金立标; 胡峰; 张乃谦
Original assignee: Communication University of China
Current assignee: Communication University of China
Priority date: 2016-07-11
Filing date: 2016-07-11
Publication date: 2019-06-11
Anticipated expiration: 2036-07-11
Also published as: CN106209704A

Abstract

本发明公开了一种基于完全互补序列的时域MIMO信道估计方法，包括以下步骤：步骤一、设置完全互补序列中互补序列对的数目M，互补序列对的数目M要大于或等于MIMO通信系统发射天线的数目N_r；步骤二、对选取的互补序列对进行导频配置，每个天线分配一对互补序列；步骤三、将互补序列的导频A_m和B_m经过信道矩阵H进行矩阵表示；步骤四、接收端对导频进行处理。实现提升MIMO系统导频配置灵活性、简化系统复杂度以及提高信道估计的准确性的优点。

Description

基于完全互补序列的时域MIMO信道估计方法

技术领域

本发明涉及移动通信领域，具体地，涉及一种基于完全互补序列的时域MIMO信道估计方法。

背景技术

目前，MIMO技术利用多个天线实现多发多收，使得系统在不增加带宽和发射功率情况下，可以成倍提高信道容量。同时，MIMO可以提高系统传输速率和传输质量，在第四代移动通信和第五代移动通信中发挥着重要作用。而实现高速MIMO系统的关键在于如何获取可靠的信道状态信息，所以信道估计一直是研究MIMO的核心技术。

基于训练序列的信道估计方法具有低复杂性和高可靠性等优点逐渐成为人们研究的热点。目前对单输入单输出(SISO)频率选择信道下基于导频方式的信道估计已有文献进行研究，同时提出了一种导频和信息数据交替发送的无保护间隔的STBC系统方案，一方面利用导频序列取代传统多天线传输系统中的循环前缀，并没有降低数据效率带来额外的系统开销，另一方面该方案利用每个信息块中的导频序列来实现良好的信道估计和跟踪性能。在上述理论基础上，以m序列为训练序列，有学者对发射端信号结构进行了时域和频域这两种结构的设计并提出相应的信道估计算法。对于单码领域而言，具有上述理想相关特性的训练序列是不存在的，因此，互补对的出现解决了上述问题.对于MIMO频率选择性衰落信道而言，最优的训练序列具有自相关函数为冲击函数，互相关函数处处为零的理想相关特性。在MIMO频率选择性衰落环境下，有学者提出基于非周期互补集的训练序列信道估计方法，并推导了信道估计误差公式，利用蒙特卡罗方法进行了仿真。同时针对MIMO时变频率选择性信道条件下，将格雷互补对作为导频序列应用到MIMO系统中对信道的最小均方误差进行了分析，而格雷互补对使用一组互补序列，将其进行循环移位的方式应用到不同天线上作为导频使用，当发射天线数目为奇数时，为了保证互补序列循环操作的可靠性，采取增加虚拟天线的方式使天线数量呈现逻辑偶数的状态，增加了系统复杂性。

发明内容

本发明的目的在于，针对上述问题，提出一种基于完全互补序列的时域MIMO信道估计方法，以实现提升MIMO系统导频配置灵活性、简化系统复杂度以及提高信道估计的准确性的优点。

为实现上述目的，本发明采用的技术方案是：

一种基于完全互补序列的时域MIMO信道估计方法，包括以下步骤：

步骤一、设置完全互补序列中互补序列对的数目M，互补序列对的数目M要大于或等于MIMO通信系统发射天线的数目N_r；

步骤二、对选取的互补序列对进行导频配置，每个天线分配一对互补序列；

步骤三、将互补序列的导频A_m和B_m经过信道矩阵H进行矩阵表示；

步骤四、接收端对导频进行处理。

优选的，所述MIMO通信系统发射天线的数目N_r等于4。

优选的，步骤二、对选取的互补序列对进行导频配置，每个天线分配一对互补序列具体为：

对完全互补序列和进行导频配置，其中，{A_m,B_m}包含M对互补序列，且A_m和B_m的周期为L，每一个发射天线配置一对互补序列，互补序列A_m和互补序列B_m分别代表发射天线上的导频序列，A_m和B_m在第m个发射天线上交替使用，其中A_m和B_m的相关函数满足下述公式：

a)自相关函数：m,n∈[1M]，

b)互相关函数：

因此，将式(1)和式(2)描述成式(3)矩阵形式：

AA^H+BB^H＝2LI_M(3)，

式中l和p均为常数。

优选的，完全互补序列中每个序列长度在20-100之间。

优选的，步骤三中将互补序列的导频A_m和B_m经过信道矩阵H进行矩阵表示具体为：

导频序列A_m和B_m分别经过信道H后，接收到的导频信号表示为：

其中R是接收信号矩阵，A|B表示发射的导频序列，信道矩阵为H，而其中h_n,m表示第m个发射天线和第n个接收天线之间的信道系数，Z表示高斯白噪声矩阵。

优选的，所述步骤四对接收端对导频进行处理为：利用步骤三中的R＝[R_A|R_B]＝[HA|HB]+[Z_A|Z_B]，将信道矩阵H估计出来，即随后根据归一化均方根误差公式对估计结果进行评估。

优选的，利用步骤三中的R＝[R_A|R_B]＝[HA|HB]+[Z_A|Z_B]，将信道矩阵H估计出来，即具体为：

设Φ＝[A|B]，Φ^H代表本地完全互补序列，则

根据公式(3)，式(5)表示成：

由于公式(1)完全互补序列的正交特性：

所以，式(7)表示成：

其中，即为估计得信道参数。

优选的，根据归一化均方根误差公式对估计结果进行评估具体为：

NMSE表达式为：

其中，为信道高斯白噪声方差，恒为正数，tr(·)表示矩阵的

迹，‖·‖_F表示矩阵范数。

本发明的技术方案具有以下有益效果：

(1)本发明利用完全互补序列多组性，根据互补对的数目与MIMO系统发射天线的数目相吻合的特点，每一发射天线配置一对互不相同的互补对，提高完全互补序列在MIMO通信中的应用领域，从而提升MIMO系统导频配置灵活性、简化系统复杂度。

(2)本发明利用完全互补序列的正交性，根据MIMO信道估计要求导频的正交性，将完全互补序列作为时域导频形式在MIMO系统中进行应用，提高了MIMO系统信道的估计准确性。

下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。

附图说明

图1为本发明实施例所述的基于完全互补序列的时域MIMO信道估计方法的流程图；

图2为本发明实施例所述的基于完全互补序列的导频结构示意图；

图3为本发明实施例所述的完全互补序列的信道估计结果与m序列估计结果比较示意图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的优选实施例进行说明，应当理解，此处所描述的优选实施例仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。

步骤一、设置完全互补序列中互补序列对的数目M，互补序列对的数目M要大于或等于MIMO通信系统发射天线的数目N_r，设置完全互补序列中互补序列对的数目M是根据实际MIMO通信系统的需求；

步骤四、接收端对导频进行处理。

其中，步骤三中将完全互补序列的导频A_m和B_m经过信道矩阵H进行矩阵表示，过程可以描述为：R＝[R_A|R_B]＝[HA|HB]+[Z_A|Z_B]，R为合成的接收导频矩阵。

步骤四中为在接收端，通过基于完全互补序列的MIMO信道估计算法，同时利用步骤三中的R＝[R_A|R_B]＝[HA|HB]+[Z_A|Z_B]，将信道矩阵H估计出来，即随后根据归一化均方根误差公式对估计结果进行评估，||·||_F表示矩阵范数。

具体的，本发明提供的基于完全互补序列的时域MIMO信道估计方法是通过以下步骤来实现的：

步骤一、如图1所示：

设置完全互补序列中互补对的数目，本发明例中MIMO系统选取发射天线数目为4，则完全互补序列中互补对的数目要大于等于4，从这些互补对中任意选取4对，使得与发射天线导频数量相一致。

步骤二、如图2所示：

图2描述了基于完全互补序列的MIMO系统导频结构。对完全互补序列和进行导频配置，其中，{A_m,B_m}包含M对互补序列，且A_m和B_m的周期为L，每一个发射天线配置一对互补序列。互补序列A_m和互补序列B_m分别代表发射天线上的导频序列，A_m和B_m在第m个发射天线上交替使用

其中A_m和B_m的相关函数需要满足如下性质：

自相关函数

:m,n∈[1M]

互相关函数：

对于每一对互补序列{A_m,B_m},如果其自相关函数和互相关函数满足式(1)和式(2),则称互补序列对{A_m,B_m}组成完全互补序列。因此，可以将(1)和(2)式描述成如下矩阵形式：

AA^H+BB^H＝2LI_M (3)

选择完全互补序列中互补序列对的数目M，要大于或等于MIMO通信系统发射天线的数目N_r，从M组互补序列对中选取任意N_r组互补对作为导频将其按照图2的方式进行应用；与N_t条发射天线数据Data一起进行传输。

此外，在互补序列中每个序列长度的选择上也有要求，既不能太长，也不能太短，太长了复杂性高，太短了影响信道估计精度，长度一般控制20-100。

步骤三、对基于完全互补序列的导频进行传输。

假设无线信道环境为时变频率选择性衰落信道，单载波MIMO系统发射天线和接收天线数目分别是M和N。

步骤四、接收端对导频进行处理。

设Φ＝[A|B]对接收的导频矩阵信号R右乘矩阵Φ^H，其中Φ^H代表本地完全互补序列，与接收信号R作相关运算得：

根据公式(3)，上式可以表示成：

由于公式(1)完全互补序列的正交特性：

所以，(7)式可以表示成：

其中，即为估计得信道参数。

若发射导频为长度为2L的m序列，则基于m序列的接收导频为：

其中X^m＝[X₁,X₂,…,X_M]^T表示M条导频m序列组成的矩阵，同样用本地m导频矩阵做相关得：

当采用m序列时，(10)式中的X^m(X^m)^H即为m序列的相关函数矩阵。

将其进一步可以化简成公式(11)，其中X^m(X^m)^H矩阵的对角线元素为M条m序列的自相关值，其他位置元素为不同m序列之间的互相关值。

由公式(8)和公式(11)可以看出，由于m序列的互相关函数值不为零，若使用的导频为m系列，则相关矩阵不为单位阵，所以信道估计的误差除了受噪声Z的影响之外，还有m序列互相关值ρ大小的影响。由于在单码领域自相关和互相关完全满足正交的序列式不存在的，所以，本技术方案采用双码领域中的完全互补序列作为导频序列，旨在消除由于导频序列的非正交性带来的信道估计误差。

用信道估值的归一化均方误差(NMSE)作为信道估计得性能度量，时域导频信道估计算法的NMSE理论表达式为：

其中，为信道高斯白噪声方差，恒为正数(tr(·)表示矩阵的迹)，来自于MIMO系统中不同导频序列间的互相关值以及信道特性的影响。从公式(12)可以看出，由于完全互补序列的完全正交性，与m序列作为导频的MIMO信道估计相比，基于完全互补序列的导频方式使信道估计误差在相同仿真条件下信道误差要小。

本发明所提出的基于完全互补序列的时域MIMO信道估计方法，与扩频序列m序列的MIMO信道估计结果比较示意图如图3所示，横坐标SNR表示信噪比，纵坐标表示归一化均方根误差，可以看到采用完全互补序列的MIMO系统，在相同导频长度下，信道估计误差比较小，进而提高了系统性能。

最后应说明的是：以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，对于本领域的技术人员来说，其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims

1.一种基于完全互补序列的时域MIMO信道估计方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤三、将导频A_m和B_m经过信道矩阵H进行矩阵表示；

步骤四、接收端对导频进行处理；

步骤三中将互补序列的导频A_m和B_m经过信道矩阵H进行矩阵表示具体为：

2.根据权利要求1所述的基于完全互补序列的时域MIMO信道估计方法，其特征在于，所述MIMO通信系统发射天线的数目N_r等于4。

3.根据权利要求1所述的基于完全互补序列的时域MIMO信道估计方法，其特征在于，步骤二、对选取的互补序列对进行导频配置，每个天线分配一对互补序列具体为：

a)自相关函数：m,n∈[1，M]，

b)互相关函数：

因此，将式(1)和式(2)描述成式(3)矩阵形式：

AA^H+BB^H＝2LI_M (3)，

式中l和p均为常数。

4.根据权利要求3所述的基于完全互补序列的时域MIMO信道估计方法，其特征在于，完全互补序列中每个序列长度在20-100之间。

5.根据权利要求1所述的基于完全互补序列的时域MIMO信道估计方法，其特征在于，所述步骤四对接收端对导频进行处理为：利用步骤三中的R＝[R_A|R_B]＝[HA|HB]+[Z_A|Z_B]，将信道矩阵H估计出来，即随后根据归一化均方根误差公式对估计结果进行评估，||·||_F表示矩阵范数。

6.根据权利要求5所述的基于完全互补序列的时域MIMO信道估计方法，其特征在于，利用步骤三中的R＝[R_A|R_B]＝[HA|HB]+[Z_A|Z_B]，将信道矩阵H估计出来，即具体为：

设Φ＝[A|B]，Φ^H代表本地完全互补序列，则

根据公式(3)，式(5)表示成：

由于公式(1)完全互补序列的正交特性：

所以，式(6)表示成：

其中，即为估计得信道参数。

7.根据权利要求6所述的基于完全互补序列的时域MIMO信道估计方法，其特征在于，根据归一化均方根误差公式对估计结果进行评估具体为：

NMSE表达式为：

其中，为信道高斯白噪声方差，恒为正数，tr(·)表示矩阵的迹，||·||_F表示矩阵范数。