CN106203222A - 应用于远距离uhf rfid读写器的回波抵消方法 - Google Patents

Abstract

本申请公开了一种应用于远距离UHF RFID读写器的回波抵消方法，该RFID读写器包括天线、发射链路的功率放大器、耦合器、合成器、接收链路的低噪声放大器和回波抵消模块，所述合成器的输出端与低噪声放大器的输入端相连，所述回波抵消模块通过耦合器的隔离端取出在功率放大器发射连续载波信号时的耦合信号，合成器从耦合器的耦合端获得天线发射泄露信号，所述回波抵消模块对取到的耦合信号的幅度和相位进行处理，使其和泄漏信号幅度一致，相位相反，在低噪声放大器之前通过合成器进行合成。本发明通过利用回波抵消技术，发射链路可以通过功率放大器增加发射功率，接收链路通过低噪声放大器(LNA)提高接收的灵敏度，从而使远距离UHF频段RFID读写器得以实现。

Description

应用于远距离UHF RFID读写器的回波抵消方法

技术领域

本申请涉及一种应用于远距离UHF RFID读写器的回波抵消方法，特别是涉及一种远距离射频识别的读写器模块。

背景技术

超高频RFID(Radio Frequency Identification)是一种工作在840MHz～960MHz的非接触式射频识别技术。其UHF频段的RFID读写器是通过天线发射和接收射频信号，实现对标签的自动识别。

交通运输车辆的监控和移动的货物检测，如电子车牌、货物识别等需要RFID读写器来实现远距离的标签识别，低频和高频段的RFID技术都通过近场工作原理来实现，其读写区域和距离不大，通常是几厘米到几十厘米，远距离的标签识别一般是通过UHF频段的RFID读写器来实现。为了实现远距离的标签识别，UHF频段RFID读写器通过不断地增加功率放大器的发射功率，从而使标签在较远的距离下也能耦合到足够的能量，其返回的响应信号能传到RFID读写器。读写器处于接收的状态下，仍需要功率放大器(PA)发射足够高的连续载波信号给射频标签提供能量。不过由于UHF频段的RFID读写器的发射和接收是共用天线的，发射的连续载波信号能通过耦合器泄漏到接收端，其正好位于接收信号的频段中间，无法使用射频滤波器来滤除。泄漏的信号与混频器的本振信号混频后产生直流分量和干扰信号，影响接收的灵敏度，从而影响UHF频段的RFID读写器的读取距离。

发明内容

本发明的目的在于提供一种应用于远距离UHF RFID读写器的回波抵消 方法，该系统能在发射较高连续载波情况下有很好的接收灵敏度，从而实现了远距离RFID读写器。

为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：

本申请实施例公开一种应用于远距离UHF RFID读写器的回波抵消方法，该RFID读写器包括天线、发射链路的功率放大器、耦合器、合成器、接收链路的低噪声放大器和回波抵消模块，合成器的输出端与低噪声放大器的输入端相连，该回波抵消模块通过耦合器的隔离端取出在功率放大器发射连续载波信号时的耦合信号，合成器从耦合器的耦合端获得天线发射泄露信号，所述回波抵消模块对取到的耦合信号的幅度和相位进行处理，使其和泄漏信号幅度一致，相位相反，在低噪声放大器之前通过合成器进行合成，从而能完全的抵消功率放大器发射连续载波时泄漏到接收端的信号。

优选的，在上述的应用于远距离UHF RFID读写器的回波抵消方法中，所述回波抵消模块包括移相网络模块、正交混频器、可变增益放大器和数字回波抵消模块，

所述移相网络模块与耦合器的隔离端相连，所述耦合器的隔离端取得连续载波的耦合信号，移相网络模块将取到的耦合信号转变为I路和Q路的正交信号，

所述移相网络模块的输出与正交混频器的本振端相连，提供正交混频器所需的正交信号，数字回波抵消模块产生的常数量A和B与正交混频器的输入端相连，

所述正交混频器的输出信号与可增益放大器输入端相连，数字回波抵消模块产生的增益控制量C和可增益放大器控制端相连，不断改变C值使高速可增益放大器输出信号与接收端泄漏信号的幅度一致，

所述可变增益放大器的输出与合成器的IN1端相连，耦合器的耦合端与合成器的IN2端相连，数字回波抵消模块给定常数值使正交混频器的输出信号的相位和接收端的泄漏信号的相位相反，同时在可变增益放大器帮助下实现两路信号的幅度平衡，合成器结合该两路信号。

优选的，在上述的应用于远距离UHF RFID读写器的回波抵消方法中，所述数字回波抵消模块产生的常数量A和B用以调节耦合信号的相位，同时 改变耦合信号的幅度大小。

优选的，在上述的应用于远距离UHF RFID读写器的回波抵消方法中，所述回波抵消模块还包括功率检测器，功率检测器的输入端与合成器的输出端相连，功率检测器实时检测回波抵消的结果并将其反馈给数字回波抵消模块。

优选的，在上述的RFID读写器中，所述数字回波抵消模块的控制方法包括：

(1)、首先设定可变增益放大器的增益值；

(2)、假设a、b的位宽值为N，则a为a[N-1:0]，b为b[N-1:0]，且a、b满足一下关系：

a²+b²＝2^N-1-1

在调节a从-2^N-1-1到2^N-1-1，b值也跟随改变；

(3)、然后根据功率检测值，得到信号估计幅值Amp₃，则A＝Amp₃×a,B＝Amp₃×b，输出A、B值

(4)、调节高速可变增益放大器的增益值，不断重复步骤(2)和(3)；

(5)、保留功率检测器检测最小功率值时的A、B值。

与现有技术相比，本发明的优点在于：本发明通过利用回波抵消技术，发射链路可以通过功率放大器增加发射功率，接收链路通过低噪声放大器(LNA)提高接收的灵敏度，从而使远距离UHF频段RFID读写器得以实现。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请中记载的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1所示为本发明具体实施例中UHF频段RFID读写器在发射连续载波时泄漏到接收端示意图；

图2所示为本发明具体实施例中连续载波的初始相位和混频器的本振端 初始相位相差不同时的干扰信号和直流分量大小示意图；

图3所示为本发明具体实施例中UHF频段RFID读写器原理示意图；

图4所示为本发明具体实施例中UHF频段RFID读写器具体实现框图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行详细的描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

结合图1所示，泄露的信号用表示，其中发射连续载波的初始相位，θ是连续载波信号经过功率放大器(PA)放大、耦合器泄露过程产生的相位变化量。混频器(mixer)的本振信号用其中是本振信号初始相位。

混频器之后处理的是低频信号，本振的二倍频信号会被滤去掉，又泄漏信号的相位变化量很小，所以上式简化为

结合图2所示，当连续载波信号初始相位与混频器本振信号的初始相位相差0°时，直流分量比较大，干扰信号比较小，当连续载波信号初始相位与混频器本振信号的初始相位相差90°时，直流分量比较小，干扰信号比较大。对于远距离RFID读写器，可能天线接收到的标签返回信号与干扰信号相比更小，从而影响后续的解调与标签判决过程。故需要回波抵消技术来消除功率放大器发射连续载波时泄漏到接收端的信号。

结合图3所示，相对于图1经典的RFID读写器结构，远距离RFID读写器增加了回波抵消的结构，包括回拨抵消的电路实现和回波抵消的算法实现。主要通过耦合器的隔离端(isolate)取出在功率放大器发射连续载波信号时的 耦合信号，耦合信号相对于接收端的泄漏信号包含同样的信息，它们都是通过耦合器获得。回波抵消模块通过数字算法对取到的耦合信号的幅度和相位进行处理，使其和接收端的泄漏信号幅度一致，相位相反，在低噪声放大器(LNA)之前进行合成，从而能完全的抵消功率放大器发射连续载波时泄漏到接收端的信号。

利用回波抵消技术，低噪声放大器处理的信号完全是由标签返回的信号，不存在接收端泄漏信号的阻塞现象。同时功率放大器可以增加发射功率而不用担心会由于发射功率较大而泄漏到接收端的泄漏信号也较大，从而影响接收灵敏度。此外低噪声放大器的加入也能增加接收链路前端的增益，提高接收链路的灵敏度。总之，在回波抵消的帮助下，发射链路可以通过功率放大器增加发射功率，接收链路通过低噪声放大器(LNA)提高接收的灵敏度，远距离UHF频段RFID读写器得以实现。

参阅图3，相对于经典的UHF频段RFID读写器结构，远距离UHF频段RFID读写器还包括正交混频器(IQ mixer)，高速可变增益放大器(VGA)，合成器(combiner)，低噪声放大器(LNA)，功率检测器以及数字的算法实现模块。

RFID读写器处于接收状态下，功率放大器的输出连续载波信号和天线的反射信号都会通过耦合器泄露到接收端，这是我们所需要消除的信号，记为：

TxSignal＝Amp₁cos(ω_ct+θ₁)

其中Amp1为电路的幅度特性常数值。

同时通过耦合器的隔离端取出连续载波信号的耦合信号作为正交混频器的本振信号，本振信号经过45°/-45°移相器产生IQ正交两路信号，正交混频器的输入端是通过数字算法拟合出来的信号常量A和B，其主要作用是调节耦合信号的相位，同时也能改变耦合信号的幅度大小。原理如下：

其中：

正交混频输出信号的相位是由决定，值又随着A和B变化而变化，故正交混频器的输出相位受A，B值决定。如果A，B使正交混频器的输出相位和接收端的泄漏信号相位相反，正交混频器输出幅度通过高速可增益放大器调节，使其和接收端的泄漏信号幅度相等，即消除Amp₁和Amp₂的差异。两路信号经过合成器(combiner)合成后可以消除功率放大器发射连续载波时泄漏到接收端的信号。

在忽略幅度的差异下，计算的抵消后的信号平均功率。

其中约定如下：

C₁＝power₁+power₂ C₂＝2×power₃×cos(θ₁) C₃＝2×power₄×sin(θ₁) C₄＝θ₂-ψ

以上的power₁～power₄、C₁～C₄、为常数值，从中可以看出功率反馈值与常数值A、常数值B有对应关系，功率检测器检测的抵消后平均功率并将信息传给数字回拨抵消模块，数字回波抵消模块会不断的在常数值A和常数值B的数字信号位宽范围内调节A和B值，并记录在功率检测器反馈值最小时的A、B值并输出，以下是具体回波抵消数字算法实现的流程：

1)首先设定高速可变增益放大器的增益值；

2)假设a、b的位宽值为N，则a为a[N-1:0]，b为b[N-1:0]，且a、b满足一下关系：

a²+b²＝2^N-1-1

在调节a从-2^N-1-1到2^N-1-1，b值也跟随改变，N指的是ADC的采样位宽，取值一般是从2,3,4......，具体是由所采用的ADC芯片采样位宽有关。

3)然后根据功率检测值，得到信号估计幅值Amp_3，则A＝Amp₃×a,B＝Amp₃×b，输出A、B值；

4)调节高速可变增益放大器的增益值，不断重复步骤2)和3)；

5)保留功率检测器检测最小功率值时的A、B值。

利用回波抵消的网络模块能将泄漏到接收端的较高功率的信号抵消掉，这样接收链路可以添加低噪声放大器(LNA)，低噪声的输入端的信号完全是天线接收到的标签返回信号，不会由于泄漏信号而进入饱和。在LNA帮助下能很好地增加接收链路的灵敏度，此外也可以不断地提高功率放大器的发射 功率而不用担心连续载波信号会泄漏到接收端影响接收的灵敏度，从而实现了远距离UHF频段的RFID读写器。

最后，还需要说明的是，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。

Claims (5)

1.一种应用于远距离UHF RFID读写器的回波抵消方法，其特征在于，该RFID读写器包括天线、发射链路的功率放大器、耦合器、合成器、接收链路的低噪声放大器和回波抵消模块，所述合成器的输出端与低噪声放大器的输入端相连，所述回波抵消模块通过耦合器的隔离端取出在功率放大器发射连续载波信号时的耦合信号，合成器从耦合器的耦合端获得天线发射泄露信号，所述回波抵消模块对取到的耦合信号的幅度和相位进行处理，使其和泄漏信号幅度一致，相位相反，在低噪声放大器之前通过合成器进行合成，从而能完全的抵消功率放大器发射连续载波时泄漏到接收端的信号。

2.根据权利要求1所述的应用于远距离UHF RFID读写器的回波抵消方法，其特征在于：所述回波抵消模块包括移相网络模块、正交混频器、可变增益放大器和数字回波抵消模块，

所述移相网络模块与耦合器的隔离端相连，所述耦合器的隔离端取得连续载波的耦合信号，移相网络模块将取到的耦合信号转变为I路和Q路的正交信号，

所述移相网络模块的输出与正交混频器的本振端相连，提供正交混频器所需的正交信号，数字回波抵消模块产生的常数量A和B与正交混频器的输入端相连，

所述正交混频器的输出信号与可增益放大器输入端相连，数字回波抵消模块产生的增益控制量C和可增益放大器控制端相连，不断改变C值使高速可增益放大器输出信号与接收端泄漏信号的幅度一致，

所述可变增益放大器的输出与合成器的IN1端相连，耦合器的耦合端与合成器的IN2端相连，数字回波抵消模块给定常数值使正交混频器的输出信号的相位和接收端的泄漏信号的相位相反，同时在可变增益放大器帮助下实现两路信号的幅度平衡，合成器结合该两路信号。

3.根据权利要求2所述的应用于远距离UHF RFID读写器的回波抵消方法，其特征在于：所述数字回波抵消模块产生的常数量A和B用以调节耦合信号的相位，同时改变耦合信号的幅度大小。

4.根据权利要求2所述的应用于远距离UHF RFID读写器的回波抵消方法，其特征在于：所述回波抵消模块还包括功率检测器，功率检测器的输入端与合成器的输出端相连，功率检测器实时检测回波抵消的结果并将其反馈给数字回波抵消模块。

5.根据权利要求2所述的应用于远距离UHF RFID读写器的回波抵消方法，其特征在于：所述数字回波抵消模块的控制方法包括：

(1)、首先设定可变增益放大器的增益值；

(2)、假设a、b的位宽值为N，N为大于2的整数，则a为a[N-1:0]，b为b[N-1:0]，且a、b满足一下关系：

a²+b²＝2^N-1-1

在调节a从-2^N-1-1到2^N-1-1，b值也跟随改变；

(3)、然后根据功率检测值，得到信号估计幅值Amp₃，则A＝Amp₃×a,B＝Amp₃×b，输出A、B值

(4)、调节高速可变增益放大器的增益值，不断重复步骤(2)和(3)；

(5)、保留功率检测器检测最小功率值时的A、B值。