CN106100606B - 频率选择电路 - Google Patents

频率选择电路 Download PDF

Info

Publication number
CN106100606B
CN106100606B CN201510947186.6A CN201510947186A CN106100606B CN 106100606 B CN106100606 B CN 106100606B CN 201510947186 A CN201510947186 A CN 201510947186A CN 106100606 B CN106100606 B CN 106100606B
Authority
CN
China
Prior art keywords
transistor
coupled
frequency selective
selective network
grid
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201510947186.6A
Other languages
English (en)
Other versions
CN106100606A (zh
Inventor
钟元鸿
徐明业
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
MediaTek Inc
Original Assignee
MediaTek Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by MediaTek Inc filed Critical MediaTek Inc
Publication of CN106100606A publication Critical patent/CN106100606A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN106100606B publication Critical patent/CN106100606B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
    • H03H11/02—Multiple-port networks
    • H03H11/04—Frequency selective two-port networks
    • H03H11/0422—Frequency selective two-port networks using transconductance amplifiers, e.g. gmC filters
    • H03H11/0461—Current mode filters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
    • H03H11/02—Multiple-port networks
    • H03H11/04—Frequency selective two-port networks
    • H03H11/0422—Frequency selective two-port networks using transconductance amplifiers, e.g. gmC filters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45—Differential amplifiers
    • H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
    • H03F3/45179—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using MOSFET transistors as the active amplifying circuit
    • H03F3/45273—Mirror types
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
    • H03H11/02—Multiple-port networks
    • H03H11/04—Frequency selective two-port networks
    • H03H11/0405—Non-linear filters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
    • H03H11/02—Multiple-port networks
    • H03H11/04—Frequency selective two-port networks
    • H03H11/0416—Frequency selective two-port networks using positive impedance converters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
    • H03H11/02—Multiple-port networks
    • H03H11/04—Frequency selective two-port networks
    • H03H11/0422—Frequency selective two-port networks using transconductance amplifiers, e.g. gmC filters
    • H03H11/0466—Filters combining transconductance amplifiers with other active elements, e.g. operational amplifiers, transistors, voltage conveyors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
    • H03H11/02—Multiple-port networks
    • H03H11/04—Frequency selective two-port networks
    • H03H11/12—Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback
    • H03H11/1213—Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback using transistor amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/91—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier has a current mode topology
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
    • H03H11/02—Multiple-port networks
    • H03H11/04—Frequency selective two-port networks
    • H03H11/0405—Non-linear filters
    • H03H2011/0411—Rank order or median filters

Abstract

本申请提供了一种频率选择电路。该频率选择电路包括：第一晶体管，包括第一端、第二端和控制端，在该第一晶体管的第一端处接收输入电流；阻抗元件，耦接在该第一晶体管的第一端和控制端之间；第一电容元件，耦接至该第一晶体管的第一端；第二电容元件，耦接至该第一晶体管的控制端；以及第二晶体管，包括第一端、第二端和控制端，该第二晶体管的控制端耦接至该第一晶体管的控制端，该第二晶体管的第一端输出输出电流。本申请提供的频率选择电路可以在没有额外电流消耗的情况下实现高Q滤波。

Description

频率选择电路
技术领域
本发明总体上涉及频率选择电路。
背景技术
在现代电路设计中，诸如低通滤波器(low pass filter,LPF)的频率选择电路是对信号滤波时不可或缺的模块。例如，同相/正交调制器(inphase/quadrature modulator,IQM)可以与由无源RC(电阻器、电容器)滤波器级联而成的简单LPF协作以生成待传输的信号。当不期望的信号的频率接近所需信号时，这种LPF由于其低Q值将无法提供足够的抑制。
为了获得更好的抑制，设计者需要级联更多级的RC滤波器，而这将占据更大的面积、生成更大的输出噪声并且可能使得所需信号恶化。
因此，需要一种能够执行高Q滤波并降低输出噪声的频率选择电路。
发明内容
有鉴于此，本发明提供一种频率选择电路以有效地解决上述问题。
依据本发明的一方面，提供一种频率选择电路。该频率选择电路包括：第一晶体管，包括第一端、第二端和控制端，在该第一晶体管的第一端处接收输入电流；阻抗元件，耦接在该第一晶体管的第一端和控制端之间；第一电容元件，耦接至该第一晶体管的第一端；第二电容元件，耦接至该第一晶体管的控制端；以及第二晶体管，包括第一端、第二端和控制端，该第二晶体管的控制端耦接至该第一晶体管的控制端，该第二晶体管的第一端输出输出电流。
本发明提供的频率选择电路可以在没有额外电流消耗的情况下实现高Q滤波。
在阅读各个附图中例示的优选实施例的如下详细描述之后，本发明的这些和其他目的对本领域技术人员来说无疑将变得显而易见。
附图说明
图1根据本发明的实施方式示出了频率选择电路100的电路示意图。
图2根据本发明的另一实施方式示出了频率选择电路的电路示意图。
图3根据本发明的另一实施方式示出了频率选择电路的电路示意图。
图4根据本发明的另一实施方式示出了频率选择电路的电路示意图。
图5根据本发明的另一实施方式示出了频率选择电路的电路示意图。
图6根据本发明的另一实施方式示出了频率选择电路的电路示意图。
图7根据本发明的另一实施方式示出了频率选择电路的电路示意图。
图8根据本发明的另一实施方式示出了频率选择电路的电路示意图。
图9根据本发明的另一实施方式示出了频率选择电路的电路示意图。
图10根据本发明的另一实施方式示出了频率选择电路的电路示意图。
图11根据本发明的另一实施方式示出了频率选择电路的电路示意图。
图12A至图12C根据本发明的实施方式例示了不同的源负反馈类型。
图13例示了现有技术中频率选择电路的电路示意图，其中第一晶体管是二极管接法的晶体管，并且二阶LPF耦接在第一晶体管的栅极和第二晶体管的栅极之间。
图14A例示了由本申请提出的频率选择电路所实现的巴特沃斯滤波器的模拟频率响应。
图14B例示了由图13所示的现有技术中频率选择电路所实现的低通滤波器的模拟频率响应。
图15根据本发明的实施方式示出了发射机的框图。
图16根据本发明的实施方式示出了接收机的框图。
图17根据本发明的另一实施方式示出了接收机的框图。
具体实施方式
下面将参照附图详细描述示例性实施方式，使得能够容易被本领域技术人员所实现。创造性的思想可以体现为各种形式，并不限于本文所述的实施方式。简便起见，省略了对已知部分的描述，全文中相同的标号指代相同的元件。
图1根据本发明的实施方式示出了频率选择电路100的电路示意图。频率选择电路100包括第一晶体管M1、阻抗元件ZA1、第一电容元件C1、第二电容元件C2和第二晶体管M2。阻抗元件ZA1包括电阻元件，例如电阻器R1。阻抗元件ZA1耦接在第一晶体管M1的漏极和栅极之间。第一电容元件C1的一端耦接至第一晶体管M1的漏极。第一电容元件C1的另一端耦接到固定电压电平(例如，接地电压)。第一晶体管M1的栅极耦接至第二电容元件C2的一端和第二晶体管M2的栅极。第二电容元件C2的另一端耦接到固定电压电平(例如，接地电压)。第一电容元件C1和第二电容元件C2例如可由电容器实现。
第一晶体管M1的漏极进一步耦接输入电流Ii，因而在第二晶体管M2的栅极形成控制电压Vo。响应于该控制电压Vo，第二晶体管M2在其漏极生成输出电流Io。第一晶体管M1的源极和第二晶体管M2的源极可以耦接到固定电压电平(例如，接地电压)。
频率选择电路100的传递函数可以表示如下：
其中H(s)表示从输入电流Ii到输出电流Io的传递函数，gm1和gm2分别表示第一晶体管M1和第二晶体管M2的跨导(transconductance)，C1和C2分别表示第一电容元件C1和第二电容元件C2的电容值，R1表示电阻器R1的电阻值。根据公式(1)，频率选择电路100可以视为二阶电流模式滤波器。通过适当的选择公式(1)所示参数的值，品质因数(Q-factor)可以大于0.5。也就是说，频率选择电路100能够执行高Q滤波。此外，从图1可以得知，频率选择电路100不需要额外的共源共栅级(cascode stage)，因而可以扩大电压余量(voltageheadroom)。
在一些实施方式中，耦接至第一晶体管M1的阻抗元件可以包括电阻元件(例如，电阻器)和电感元件(例如，电感器)中的至少一个。图2根据本发明的另一实施方式示出了频率选择电路200的电路示意图。为了例示，图2中与图1相同的符号代表功能上相同或相似的元件、材料或物质，此处省略了相关的细节。然而，上述不应当视为本发明的限制。在其他实施方式中，相同符号的元件可以由不同的电路、材料或结构实现。
在图2中，阻抗元件ZA2包括串联的电阻器R1和电感器L1。频率选择电路200的传递函数可以表示如下:
其中L1表示电感器L1的电感值。从公式(2)可以看出，电感器L1在频率ωPL＝R1/L1处提供一个极点。因此，通过适当的选择极点频率ωPL，频率选择电路200的带外抑制可以进一步改善。
图3根据本发明的另一实施方式示出了频率选择电路300的电路示意图。频率选择电路300与图2所示的频率选择电路200之间的主要区别在于，阻抗元件ZA3仅包括电感器L1。
在一些实施方式中，频率选择电路可以级联多个子电路(sub-circuit)，以执行高阶滤波。图4根据本发明的另一实施方式示出了频率选择电路400的电路示意图。频率选择电路400包括位于第一晶体管M1的栅极和第一晶体管M2的栅极之间的级联的多个子电路402。子电路402可以通过各种类型的滤波器实现。例如，在图4中，每个子电路402包括RC滤波器。
频率选择电路400的简化的传递函数可以表示如下:
其中，C3至Cn分别表示电容器C3至Cn的电容值，R2至Rn-1分别表示电阻器R2至Rn-1的电阻值。
图5根据本发明的另一实施方式示出了频率选择电路500的电路示意图。频率选择电路500在阻抗元件ZA5中采用了多个子电路502。如图5所示，阻抗元件ZA5包括以串联形式级联的多个子电路502。与图4所示的子电路402类似，每个子电路502可以由RC滤波器构成，但是本发明并不限于此。
频率选择电路500的简化的传递函数可以表示如下:
图6根据本发明的另一实施方式示出了频率选择电路600的电路示意图。频率选择电路600的阻抗元件ZA6进一步包括第三晶体管M3，以用于低输入摆幅(swing)设计。如图6所示，第三晶体管M3的漏极经由电阻器R1耦接至第一晶体管M1的栅极，第三晶体管M3的源极耦接至第一晶体管M1的漏极。第三晶体管M3的栅极由参考电压Vb偏置。第三晶体管M3的漏极还耦接至电流源Is。
频率选择电路600的传递函数可以表示如下:
与公式(1)相比，可以得知，频率选择电路600的传递函数与频率选择电路100的传递函数是相同的。然而，由于输入摆幅可以由第三晶体管M3的跨导确定，而不影响所设计的频率响应，因而第三晶体管M3实际上提供了电路设计的额外的自由度，从而可以实现低输入摆幅设计。
图7根据本发明的另一实施方式示出了频率选择电路700的电路示意图。频率选择电路700与图6所示的频率选择电路600之间的主要区别在于，从阻抗元件ZA7中移除了电阻器R1。
频率选择电路700的传递函数可以表示如下:
其中，gm3表示第三晶体管M3的跨导值。与之前的实施方式相比，频率选择电路700有更多的设计自由度，因为第一电容元件C1和第二电容元件C2由第三晶体管M3隔离。一旦第三晶体管M3被偏置在线性区域内，则其传递函数恢复为公式(1)。
图8根据本发明的另一实施方式示出了频率选择电路800的电路示意图。与图6所示的频率选择电路600相比，频率选择电路800的阻抗元件ZA8进一步包括运算放大器802以降低输入摆幅。运算放大器802包括第一输入端、第二输入端和输出端。第一输入端耦接到参考电压Vb，第二输入端耦接到第三晶体管M3的源极，输出端耦接到第三晶体管M3的栅极。
由于运算放大器802的第一输入端和第二输入端之间的虚短(virtual short)，耦接输入电流Ii的节点(即，第三晶体管M3的源极或者第一晶体管M1的漏极)处的电压是固定的，并且输入摆幅可以设置为零。
图9根据本发明的另一实施方式示出了频率选择电路900的电路示意图。频率选择电路900在其输入级和输出级采用CMOS反相器(inverter)配置。对于输入级，频率选择电路900的阻抗元件ZA9包括第一互补晶体管Mp1。第一互补晶体管Mp1的类型可以与第一晶体管M1的类型互补。例如，当第一晶体管M1是N型晶体管时，第一互补晶体管Mp1是P型晶体管，而当第一晶体管M1是P型晶体管时，第一互补晶体管Mp1是N型晶体管。第一互补晶体管Mp1和第一晶体管M1基于CMOS反相器配置彼此连接，其中第一互补晶体管Mp1的漏极耦接至第一晶体管M1的漏极，第一互补晶体管Mp1的栅极耦接至第一晶体管M1的栅极，第一互补晶体管Mp1的源极耦接至固定电压(例如，电源电压)。同样，对于输出级，频率选择电路900包括耦接至第二晶体管M2并且与第二晶体管M2一起形成CMOS反相器的第二互补晶体管Mp2。
阻抗元件ZA9进一步包括耦接在第一互补晶体管Mp1的漏极和栅极之间的电阻元件，例如电阻器R1。频率选择电路900的传递函数可以表示如下:
其中，gM1是第一互补晶体管Mp1和第一晶体管M1的跨导的等效跨导值，gM2是第二互补晶体管Mp2和第二晶体管M2的跨导的等效跨导值。与之前的实施方式相比，在同样的电流消耗下，等效跨导值gM1和Mp2是原来跨导值的两倍。
图10根据本发明的另一实施方式示出了频率选择电路1000的电路示意图。频率选择电路1000在其输入级和输出级采用差分配置。如图10所示，频率选择电路1000在输入级包括输入差分对1002以及在输出级包括输出差分对1004。输出差分对1004响应于输入差分对1002接收的输入电流Iip和Iin可以生成输出电流Iop和Ion。
输入差分对1002包括两个支路Bi1和Bi2。支路Bi1包括晶体管M1p、电阻器R1P和电容器C2p。晶体管M1p的漏极通过电阻器R1P耦接至其栅极，晶体管M1p的栅极进一步耦接至电容器C2p。类似地，支路Bi2包括晶体管M1n、电阻器R1n和电容器C2n。晶体管M1n的漏极通过电阻器R1n耦接至其栅极，晶体管M1n的栅极进一步耦接至电容器C2n。电容器C1’耦接于晶体管M1p的漏极与晶体管M1n的漏极之间。
输入差分对1002可以视为是图1所示的频率选择电路100的左侧部分的差分形式。也就是说，第一晶体管M1、阻抗元件ZA1和第二电容元件C2可以用于形成输入差分对1002的一个支路Bi1/Bi2，并且该支路Bi1/Bi2通过第一电容元件C1耦接到与其成对的另一支路Bi2/Bi1。
输出差分对1004包括两个支路Bo1和Bo2。支路Bo1包括晶体管M2p，以形成输出电流Iop，支路Bo2包括晶体管M2n，以形成输出电流Ion。输出差分对1004可以视为图1所示的频率选择电路100的右侧部分的差分形式。也就是说，可以采用第二晶体管M2形成输出差分对1004的一个支路Bo1/Bo2，并且该支路Bo1/Bo2通过第二晶体管M2的源极耦接到与其成对的另一支路Bo2/Bo1。
频率选择电路1000的传递函数与图1所示的频率选择电路100的传递函数具有相同的形式，但是电容器C1’的电容值可以是电容器C1的一半。
图11根据本发明的另一实施方式示出了频率选择电路1100的电路示意图。在这个实施方式中，输入差分对1102的两个支路Bi1’和Bi2’还通过电容器C2’彼此耦接。如图11所示，晶体管M1p的栅极通过电容器C2’耦接至晶体管M1n的栅极。频率选择电路1100的传递函数与图10所示的频率选择电路1000的传递函数具有相同的形式，电容器C2’的电容值可以是电容器C2的一半。
在一些实施方式中，可以采用源负反馈(source degeneration)技术来改善电路的线性度。图12A至图12C根据本发明的实施方式例示了不同的源负反馈类型。如图12A所示，第一晶体管M1或者第二晶体管M2的源极耦接至负反馈电阻元件Rd。对于差分对，如图12B所示，可将两个负反馈电阻元件Rdp和Rdn分别添加到晶体管M1P/M2P和M1n/M2n的源极。可选地，晶体管M1P/M2P和M1n/M2n的源极可以共同耦接至同一负反馈电阻元件Rd，如图12C所示。
图13例示了现有技术中频率选择电路1300的电路示意图，其中第一晶体管M1是二极管接法的晶体管，并且二阶LPF耦接在第一晶体管M1的栅极和第二晶体管M2的栅极之间。二阶LPF包括电容器C1、电容器C2和耦接于电容器C1和电容器C2之间的电阻器R1，并且电容器C1和电阻器R1之间的节点耦接至第一晶体管M1的栅极，电容器C2和电阻器R1之间的节点耦接至第二晶体管M2的栅极。频率选择电路1300的传递函数可以表示如下:
如果gm1R1＞＞1，则公式(8)可以简化为：
从公式(9)可以得出，品质因素Q小于0.5，这将不能提供较大的抑制。此外，对于频率选择电路1300，电阻器R1引起的输出噪声为：
其中，k’是与温度相关的常数。
为了比较，本申请提出的频率选择电路100的电阻器R1引起的输出噪声表示如下：
可以发现，频率选择电路100的带内输出噪声远小于频率选择电路1300的带内输出噪声，这证明了本申请提出的频率选择电路具有更好的降噪性能。
图14A例示了由本申请提出的频率选择电路所实现的巴特沃斯滤波器(Butterworth filter)的模拟频率响应。图14B例示了由图13所示的现有技术中频率选择电路所实现的低通滤波器的模拟频率响应。从这些图可以看出，本申请提出的频率选择电路在64Mhz处的抑制比频率选择电路1300低至少7dB，并且所提出的频率选择电路的带内滚降(roll-off)也较小。
提出的频率选择电路可用于各种电子设备。图15根据本发明的实施方式示出了发射机(TX)1500的框图。TX 1500包括数模转换器(digital-to-analog,DAC)1502、电流模式滤波器(current mode filter,CMF)1504、同相/正交调制器(inphase/quadraturemodulator,IQM)1506、驱动放大器(driving amplifier,DA)1508以及功率放大器(poweramplifier,PA)1510和天线1512。CMF 1504可以由任意的所提出的频率选择电路实现，并且用作TX基带滤波器。通过所提出的频率选择电路，可以在没有任何额外电流消耗的情况下实现高Q滤波。
图16根据本发明的实施方式示出了接收机(RX)1600的框图。RX 1600包括天线1602、低噪声放大器(low noise amplifier,LNA)1604、混频器1606、CMF1610、跨导放大器(tansimpedance amplifier,TIA)1610、模数转换器(analog-to-digital converter,ADC)1612。CMF 1608可以由任意的上述频率选择电路实现，并且用作RX基带滤波器。
在传统的基于无源混频器的接收机中，电流型信号需要由TIA转换到电压域。在此实施方式中，CMF 1610放置在TIA 1610前，使得放宽了TIA的设计限制并改善电流消耗。
图17根据本发明的实施方式示出了RX 1700的框图。RX 1700进一步包括与LNA1604协作的CMF 1702。CMF 1702可以由任意的上述提出的频率选择电路实现，并且基于电流模式的天然的宽带特性CMF 1702可以用作射频(radio frequency,RF)滤波器。在一个实施方式中，CMF 1702可以嵌入至LNA 1604并一起协同设计。
基于上述内容，本发明提供了一种频率选择电路，其主要包括第一晶体管、阻抗元件、第一电容元件、第二电容元件和第二晶体管。第一晶体管包括第一端(例如，漏极/源极)、第二端(例如，源极/漏极)和控制端(例如，栅极)。阻抗元件耦接在第一晶体管的第一端和控制端之间。第一电容元件耦接至第一晶体管的第一端。第二电容元件耦接至第一晶体管的控制端。第二晶体管包括第一端、第二端和耦接至第一晶体管的控制端的控制端。
由于电路配置，提出的频率选择电路呈现出优异的关闭抑制(close-inrejection)和噪声性能。此外，提出的频率选择电路的带内滚降也远远优于传统的级联RCLPF。此外，提出的频率选择电路不需要消耗额外的电流，这在在便携式设计的低功率设计中是非常有利的。
本领域技术人员将容易注意到，在保持本发明的教导的同时，可以对装置和方法做出大量修改和变化。因此，上述公开内容应当被理解为本发明的举例，本发明的保护范围应以权利要求为准。

Claims (14)

1.一种频率选择电路，其特征在于，该频率选择电路包括：
第一晶体管，包括漏极、源极和栅极，在该第一晶体管的漏极处接收输入电流；
阻抗元件，耦接在该第一晶体管的漏极和栅极之间；
第一电容元件，其第一端耦接至该第一晶体管的漏极，其第二端耦接至固定电压电平；
第二电容元件，其第一端耦接至该第一晶体管的栅极，其第二端耦接至该固定电压电平；以及
第二晶体管，包括漏极、源极和栅极，该第二晶体管的栅极耦接至该第一晶体管的栅极，该第二晶体管的漏极处输出输出电流，
其中，该阻抗元件包括电阻元件和电感器。
2.根据权利要求1所述的频率选择电路，其特征在于，该阻抗元件包括第三晶体管，该第三晶体管包括漏极、源极和栅极，该第三晶体管的漏极耦接至该第一晶体管的栅极，该第三晶体管的源极耦接至该第一晶体管的漏极，以及该第三晶体管的栅极由参考电压进行偏置。
3.根据权利要求2所述的频率选择电路，其特征在于，该第三晶体管的漏极经由电阻元件耦接至该第一晶体管的栅极。
4.根据权利要求3所述的频率选择电路，其特征在于，该阻抗元件还包括运算放大器，该运算放大器包括第一输入端、第二输入端和输出端，该第一输入端耦接至该参考电压，该第二输入端耦接至该第三晶体管的源极，该输出端耦接至该第三晶体管的栅极。
5.根据权利要求1所述的频率选择电路，其特征在于，该阻抗元件包括：
第一互补晶体管，包括漏极、源极和栅极，其中该第一互补晶体管的漏极耦接至该第一晶体管的漏极，该第一互补晶体管的栅极耦接至该第一晶体管的栅极，该第一互补晶体管的类型与该第一晶体管的类型互补；以及
电阻元件，耦接在该第一互补晶体管的漏极和栅极之间。
6.根据权利要求5所述的频率选择电路，其特征在于，该频率选择电路还包括：
第二互补晶体管，耦接至该第二晶体管并与该第二晶体管一起形成CMOS反相器。
7.根据权利要求1所述的频率选择电路，其特征在于，该第一晶体管、该阻抗元件和该第二电容元件形成该频率选择电路的输入级中输入差分对的一个支路，并且该输入差分对的该一个支路经由该第一电容元件耦接至该输入差分对的另一支路。
8.根据权利要求7所述的频率选择电路，其特征在于，该第二晶体管形成该频率选择电路的输出级中输出差分对的一个支路，并且该输出差分对的该一个支路经由该第二晶体管的源极耦接至该输出差分对的另一支路。
9.根据权利要求7所述的频率选择电路，其特征在于，该输入差分对的该一个支路还经由该第二电容元件耦接至该输入差分对的该另一支路。
10.根据权利要求9所述的频率选择电路，其特征在于，该第一晶体管的源极耦接至负反馈元件。
11.根据权利要求10所述的频率选择电路，其特征在于，该输入差分对的该一个支路和该另一支路在该第一晶体管的源极处共同耦接至该负反馈元件。
12.根据权利要求1所述的频率选择电路，其特征在于，该第一晶体管的源极耦接至负反馈电阻元件。
13.根据权利要求1所述的频率选择电路，其特征在于，该频率选择电路还包括位于该第一晶体管的栅极和该第二晶体管的栅极之间的级联的多个子电路。
14.根据权利要求13所述的频率选择电路，其特征在于，每个子电路包括RC滤波器。
CN201510947186.6A 2015-04-28 2015-12-17 频率选择电路 Active CN106100606B (zh)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201562153622P 2015-04-28 2015-04-28
US62/153,622 2015-04-28
US14/821,885 US9503052B1 (en) 2015-04-28 2015-08-10 Frequency selective circuit
US14/821,885 2015-08-10

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN106100606A CN106100606A (zh) 2016-11-09
CN106100606B true CN106100606B (zh) 2019-06-28

Family

ID=54330684

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201510947186.6A Active CN106100606B (zh) 2015-04-28 2015-12-17 频率选择电路

Country Status (3)

Country Link
US (1) US9503052B1 (zh)
EP (1) EP3089366B1 (zh)
CN (1) CN106100606B (zh)

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106849874A (zh) * 2017-03-31 2017-06-13 浙江集速合芯科技有限公司 嵌套式q值改善电路
CN112737553A (zh) * 2019-10-14 2021-04-30 瑞昱半导体股份有限公司 靴带式开关
US11296678B1 (en) * 2020-12-29 2022-04-05 Qualcomm Incorporated Complementary current-mode biquad with high linearity
US11736091B2 (en) * 2021-12-20 2023-08-22 International Business Machines Corporation Baseband filter for current-mode signal path

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101268612A (zh) * 2005-09-23 2008-09-17 格罗纳乌有限公司 滤波器电路
US7902917B2 (en) * 2009-07-17 2011-03-08 Broadcom Corporation Current-input current-output reconfigurable passive reconstruction filter

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7218170B1 (en) 2003-05-23 2007-05-15 Broadcom Corporation Multi-pole current mirror filter
US7345547B2 (en) * 2005-10-17 2008-03-18 Wj Communications, Inc. Bias circuit for BJT amplifier
WO2011004512A1 (ja) 2009-07-08 2011-01-13 パナソニック株式会社 フィルタ回路及びこれを備えた光ディスク装置
US8502597B2 (en) 2009-10-21 2013-08-06 Qualcomm, Incorporated Low-pass filter design

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101268612A (zh) * 2005-09-23 2008-09-17 格罗纳乌有限公司 滤波器电路
US7902917B2 (en) * 2009-07-17 2011-03-08 Broadcom Corporation Current-input current-output reconfigurable passive reconstruction filter

Also Published As

Publication number Publication date
CN106100606A (zh) 2016-11-09
US20160322957A1 (en) 2016-11-03
US9503052B1 (en) 2016-11-22
EP3089366B1 (en) 2021-09-29
EP3089366A1 (en) 2016-11-02

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP2557687B1 (en) Low-noise amplifier, receiver, method and computer program
CN106100606B (zh) 频率选择电路
US7633341B2 (en) Wideband circuits and methods
CN102084589B (zh) 在接收器射频前端实现高选择性的方法
CN109639244A (zh) 用于偏置rf电路的系统和方法
CN100372239C (zh) 直接变换接收器
US7719349B2 (en) Filter circuit for wireless applications and noise reduction method
Kuang et al. A fully integrated 60-GHz 5-Gb/s QPSK transceiver with T/R switch in 65-nm CMOS
CN108370239B (zh) 射频接收器
US9503053B1 (en) Active balun for wideband applications
CN110235378A (zh) 无线电接收器
Colucci et al. Third order integrable UHF bandpass filter using active inductors
CN105340185B (zh) 电流传送器电路和方法
CN104467686A (zh) 一种低功耗、低噪声的混频器
CN109075747A (zh) 放大器
Tajalli et al. Low-power and widely tunable linearized biquadratic low-pass transconductor-C filter
CN101083481B (zh) 双重本地振荡混合器及无线系统
CN104660183A (zh) 放大器电路
CN102332866B (zh) 高线性度上混频器
JP2009071703A (ja) ミキサ回路及びこれを用いた無線通信装置
Li et al. A 100MHz PGA with DC offset cancellation for UWB receiver
Chang et al. An inductorless active notch filter for RF image rejection
US9419587B1 (en) Method and apparatus to reconfigure a filter
WO2013119788A1 (en) Improved local oscillator (lo) driver circuit for a mixer
CN202309618U (zh) 内嵌基带滤波功能的上混频器

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant