CN106068580B - 双频段印刷全向天线 - Google Patents

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Abstract

在具有第一面和相对的第二面的基底上印刷微波天线组件。该组件包括布设于基底的正面上的至少一个天线和布设于基底的背面上的平衡‑不平衡转换器。正面上的第一微带线被耦合到(一个或多个)天线。正面上的第二微带线被耦合到馈线。背面上的共面带线被电耦合到第二微带线并且被电磁耦合到第一微带线。

Description

双频段印刷全向天线
技术领域
本公开涉及印刷于基底上的全向天线。
背景技术
在联系越来越紧密的世界上，用户想要为他们的电子设备找到持续的网络连通性。用户通常通过无线网接入点来将他的设备链接到无线网络。为了最大化对无线网络的利用，无线网络接入点通常使用被调谐到根据IEEE 802.11标准的特定频率的全向天线。更高级的无线网可以包括多输入多输出(MIMO)接入点，这些MIMO接入点包括多组天线。MIMO接入点对每个个体天线元件的大小和材料加以限制。
MIMO接入点可以包括被印刷在低介电常数基底上的多个天线。通常，由于要在接入点的天线罩下装配多个天线的大小限制，导致接入点中的天线是单极天线。为了适应双频段标准，单极天线的设计通常被设计为与两个另外的单极元件一起。一般而言，共享同一接地层的三个单极元件，尤其是在元件之间的间隔减小时，会招致较大量的纹波(ripple)并且形成不规则的图样。这些是当在单极元件和接地层上存在主电流时所面临的挑战。
附图说明
图1图示了根据示例实施例的具有双频段天线元件的印刷电路板的正面。
图2图示了根据示例实施例的带有用于双频段天线元件的接地层的印刷电路板的背面。
图3和图4分别示出了根据示例实施例的一个双频段天线元件的正面和背面的放大视图。
图5A和图5B分别示出了根据示例实施例的从馈线(feed line)到印刷电路板的连接的正面和背面的放大视图。
图6A、6B和图6C图示了根据示例实施例的双频段天线在以约2.4GHz为中心的频段中的性能。
图7A、7B和图7C图示了根据示例实施例的双频段天线在以约5GHz为中心的频段中的性能。
图8是描绘根据示例实施例的制造双频段天线的示例过程。
具体实施方式
概览
微波天线组件包括具有第一面和相对的第二面的基底。该组件还包括布设于基底的第一面上的至少一个天线和布设于基底的第二面上的平衡-不平衡转换器(balun)。布设于第一面上的第一微带线被耦合到至少一个天线。布设于第一面上的第二微带线被耦合到馈线。布设于第二面上的共面带线被电耦合到第二微带线并且被电磁耦合到第一微带线。
示例实施例
本文提供了将若干微波构件集成在单片硬件中的双频段印刷全向天线。该天线在高频(例如，5-6GHz)和低频(例如，2.4-2.5GHz)频段内实现了非常宽的带宽，同时在整个预期空间内提供了全向覆盖。该天线包括三种线转变：同轴线到微带线、微带线到共面带线、以及共面带线到微带线。小亦有效的全向元件利用渐变特性(tapering)来增强阻抗带宽并且优化5GHz的垂直面图样。简单的馈送机制缩短了用于为各个元件馈送的微带线轨迹的长度。这些元件允许采用损耗更大的基底，这降低了整个天线的成本。
参考图1，描述了双频段印刷天线组件100的一个示例实施例的正面110。在该天线组件中有两个天线元件120和130。天线元件120包括微带线122、并联短路枝节(shuntstub)124、低频段偶极子126、和高频段偶极子128。类似地，天线元件130包括微带线132、并联短路枝节134、低频段偶极子136、和高频段偶极子138。同轴线缆140作为到该天线组件的馈线。在一个示例中，同轴线缆140被连接到50Ω的微带线，该微带线被拆分为微带线122和132。微带线122和132可以作为100的微带线从馈线开始，并且随着约为一英寸长的走线(run)逐渐线性地减小回50Ω的微带线。在一个示例中，该走线接近于基底的电介质处于低工作频段(例如，2.45GHz)时的半波长，并且看向逐渐减小的线断面的反射系数较小。使用微带线122和132，天线元件120和130可以被同相(in-phase)馈送，形成堆叠的偶极配置。该配置增大了在天线周围的层中发射/接收的功率。
现在参考图2，描述了双频段印刷天线组件100的背面210。平衡-不平衡转换器/接地层220被布设在与天线元件120相对的背面上。在天线元件120的发射元件的对面形成了共面带线222，该共面带线222从接地面220起由断路器224和226来定义。类似地，平衡-不平衡转换器/接地层230被布设在与天线元件130相对的背面上。天线元件130的发射元件的对面形成了共面带线232，该共面带线232由断路器234和236来定义。
现在参考图3，描述了天线元件130的放大视图。微带线132将来自馈线的信号带入天线元件130。并联短路枝节134自微带线132发出，并且通过穿过基底的金属通孔(via)310被电耦合到接地层。微带线132继续朝向发射元件，并且通过穿过基底的金属通孔320被电耦合到共面带线232的一端。微带线336和338通过基底的介电层电磁耦合到共面带线232。微带线336向低频段发射元件136发送信号，微带线338向高频段发射元件138发送信号。在一些示例中，高频段偶极子138也可以在低频段内发射某些信号。
在一个示例中，偶极元件136的臂可以是锥形的，从而天线的谐振频率可以在不牺牲现有阻抗带宽的情况下得以减小。偶极锥(dipole taper)是在不危害射束宽度或发射效率的情况下减小天线的谐振频率的有效方式。随着锥宽度的增大，天线的Q因子和谐振频率减小。这些臂也可以沿远离偶极元件138的发方向逐渐锥化，从而高频段中的垂直面图样不会受到扰动。在此示例中。锥化偶极元件的臂可以包括：使得这些臂在每个臂的一端越来越窄同时在每个臂的另一端越来越宽。另外，使这些臂沿远离低频段偶极子136的方向逐渐锥化可以包括：印刷低频段偶极子136，以使得与偶极臂的馈送端相比这些臂的自由端离偶极子138更远。
现在参考图4，描述了天线元件130下面的基底的背面的放大视图。接地层230由金属通孔310电耦合到并联短路枝节134。共面带线232由断路器234和236来定义，并且被通过通孔320电耦合到微带线132。共面带线还被电磁耦合到微带线336和微带线338。断路器234和236迫使共面带线232处于开路状况。随着信号波沿共面带线232从通孔320向断路器236传播，电场的主向量分量在偶极子的长度的方向上。这是因为在共面带线232的与通孔320相对的一侧上的电势是接地的。该电场引起微带线336和微带线338中的电流，并且该电流向上(或向下)传播到偶极子126和偶极子128。轴向电流建立了时间相关的磁场，该磁场继而产生时间相关的电场，这两种场在相位上的振荡的组合产生了向外的行波。因为电流主要是沿着偶极子的长度进行传输，所述全向发射模式得以维持。
如本文所使用的，“电耦合”被用于表示两个元件之间存在用于传输信号的直接物理传导路径。例如，金属通孔320在微带线132和共面带线232之间提供了直接的、物理的、金属的路径。相对地，如本文所使用的，“电磁耦合”被用于表示不存在直接的传导路径，但是信号可以通过借由电介质的电感或电容耦合来传输。例如，共面带线232被通过基底的介电层电磁耦合到微带线336和微带线338。
现在参考图5A和图5B，示出了同轴馈线和印刷微带线之间的连接。同轴馈线包括被耦合到焊盘(pad)515的中心导线510和被耦合到焊盘525的编织外导线(braided outerconductor)520。在一个示例中，同轴馈线140包括端接于耦合到无线电元件的微同轴(MCX)连接头的直径为1.32mm的带状线缆。该带状端可以使得编织外导线520有6mm暴露在外、0.2mm的电介质暴露在外、中心导线510的预弯且镀锡的1.5mm走线暴露在外。编织外导线520被直接焊接在接地层220和230之间的焊盘525上，如图5B中所示。焊盘525的尺寸可以被确定为使得编织外导线520暴露在外的6mm能够被焊接到焊盘525，以确保可靠的物理连接。预弯的中心导线510可以穿过基底中的孔并且被焊接到基底正面上的焊盘515上。焊盘515可以是相对较小的V型焊盘，以使得焊料被收集在焊盘515本地而不是泄漏出到微带线122和132的100Ω的端上。保持焊盘515是小的以最小化输入端的任何并联电容，并且迅速地转变到50Ω的微带线，该50Ω的微带线被拆分为微带线122和132的100Ω的端。
现在参考图6A、图6B和图6C，描述了印刷天线在低频段的性能。图6A示出了水平面方向图中所发射的功率的图解600。曲线图602、604和606分别示出了在2.4GHz、2.45GHz和2.5GHz处所发射的功率。全部曲线图602、604和606示出了在低频段功率被基本上全向地发射。
图6B示出了垂直面方向图中所发射的功率的图解610。曲线图612、614和616分别示出了在2.4GHz、2.45GHz和2.5GHz处所发射的功率。
图6C示出了作为频率的函数的天线的电压驻波比(VSWR)在低频段中的曲线图620。点622、624和626被标记以凸显在特定频率处的VSWR。点622示出了天线在2.412GHz处的VSWR为1.3829。点624示出了天线在2.45GHz处的VSWR为1.4579。点626示出了天线在2.483GHz处的VSWR为1.4644。
现在参考图7A、图7B和图7C，描述了印刷天线在高频段的性能。图7A示出了水平面方向图中所发射的功率的图解700。曲线图702、704和706分别示出了在5.15GHz、5.5GHz和5.85GHz处所发射的功率。全部曲线图702、704和706示出了在高频段功率被还算全向地发射，所发射的功率具有低于5dB的差异。
图7B示出了垂直面方向图中所发射的功率的图解710。曲线图712、714和716分别示出了在5.15GHz、5.5GHz和5.85GH处所发射的功率。
图7C示出了作为频率的函数的天线的VSWR在高频段中的曲线图720。点721、722、723、724和725被标记以凸显在特定频率处的VSWR。点721示出了天线在5GHz处的VSWR为1.2531。点722示出了天线在5.25GHz处的VSWR为1.4492。点723示出了天线在5.5GHz处的VSWR为1.4755。点724示出了天线在5.75GHz处的VSWR为1.2921。点725示出了天线在6GHz处的VSWR为1.5234。
现在参考图8，描述了制造天线的示例过程800。在步骤810，在由介电材料(比如，28mil EM-888)制成的基底的正面上印刷偶极天线。在步骤820，在基底的背面上印刷接地层。在步骤830，在基底的正面上印刷一组微带线。该组微带线被电耦合到所印刷的偶极天线。在步骤840，在基底的正面上印刷另一组微带线，并且将该另一组微带线电耦合到馈线。在步骤850，在基底的背面上形成共面带线，该共面带线被电耦合到馈线微带线并且被电磁耦合到天线微带线。在一个示例中，共面带线被接地层中迫使共面带线处于开路状况的断路器在任一端处阻断。
在一个示例中，过程800的步骤可以被组合或者按任意顺序被执行。例如，基底的正面上的全部特征可以基本上同时地被印刷，并且基底的背面上的全部特征可以同时地被印刷。另外，可以通过追加的方法来印刷这些特征。换言之，可以用模具来掩盖基底的未被指令为要印刷的区域，并且在模具和基底上沉积金属涂层。当模具随后被移除时，金属涂层在基底上保留了特征的图样。可替代地，可以通过以下步骤使用删减的方式来印刷这些特征：在整个基底上沉积金属涂层，用模具遮住这些特征的图样，并且蚀刻掉未被模具覆盖的金属涂层。
偶极子的有效介电常数小于贴片天线的有效介电常数。其后果是半波长印刷的偶极子当被载入到薄的、低相对介电常数的基底上时未经受显著的大小减小。因此，该偶极子可以在保持全向发射模式的约束下被设计的尽可能的短。在一个示例中，低频段偶极子可以近似为2.45GHz处的四分之一波长。元件之间的间隔可以略小于2.45GHz处的半波长。与低频段偶极子类似，高频段偶极子可以略大于5.5GHz处的四分之一波长。锥化低频段偶极子的臂延长了电流路径，并且可以降低该低频段偶极子的低频段谐振频率。然而，这可能不足以在2.45GHz处产生50Ω的谐振。偶极子和锥形臂的长度可以被修改，以使得沿该元件的方向看到的输入阻抗使得并联短路枝节将天线匹配到50Ω特性阻抗线。另外，因为并联短路枝节是微波频率处的有效并联电感元件，所述高阻抗并联电感元件对微波信号具有较小影响，并且它传递到将进行发射的偶极子。
在一个示例中，一个天线元件可以从基底的边缘建立(raise)以适应将天线紧固在接地层上的装配结构，并且最小化接地层和附近元件之间的电容关系。在另一示例中，带有印刷双频段天线的四个卡可以被组织在同一天线罩以支持具有4×4∶3MIMO功能的接入点。
总之，本文所提供的双频段印刷全向天线将印刷的偶极天线与馈送这些天线的印刷电路相结合。这些偶极天线以较大的天线元件为代价，减轻了单极天线设计的强接地层依赖性，抑制了发射图样衍射影响(contribution)，并且减少了图样纹波(即，提升了图样均匀性)。使用堆叠的偶极天线还提高了增益，其继而扩大了范围。
在一个示例中，提供了一种装置，该装置包括具有第一面和相对的第二面的基底。至少一个天线被布设于基底的第一面上，并且平衡-不平衡转换器(balun)被布设于基底的第二面上。布设于第一面上的第一微带线被耦合到至少一个天线。布设于第一面上的第二微带线被耦合到馈线。布设于第二面上的共面带线被电耦合到第二微带线并且被电磁耦合到第一微带线。
在另一示例中，提供了一种制造天线板的方法。该方法包括在基底的第一面上印刷至少一个天线，并且与在基底的第一面相对的基底的第二面上印刷平衡-不平衡转换器。第一微带线被印刷在第一面上，该第一微带线被耦合到至少一个天线，并且第二微带线被印刷在第一面上，该第二微带线被耦合到馈线。该方法还包括在第二面上形成共面带线。该共面带线被电耦合到第二微带线，并且被电磁耦合到第一微带线。
在又一示例中，提供了一种装置，该装置包括基底、部设于基底的第一面上的第一偶极天线和第二偶极天线。第二偶极天线沿远离第一偶极天线的方向被锥化。
以上描述意在仅通过示例的方式。所描述的任何材料仅是可以使用的材料的示例。在不脱离本发明的范围的情况下可以使用其他材料来代替。还应理解的是，本文可能用到的诸如“左”、“右”、“上”、“下”、“前”、“后”、“边”、“高度”、“长度”、“宽度”、“高”、“低”、“内部”、“外部”、“内”、“外”之类的词语仅描述了参考的部分或点，而不将本发明限制于任何特定的方向或配置。此外，本文术语“示例性”来描述示例或例证。本文被描述为示例性的任何实施例不应被看作是优选的或者有利的实施例，而是应当被看作是本发明的可能实施例的一个示例或例证。

Claims (14)

1.一种双频段印刷天线组件，包括：
基底，该基底具有第一面和相对的第二面；
至少一个天线，该至少一个天线被布设于所述基底的所述第一面上；
平衡-不平衡转换器，该平衡-不平衡转换器被布设于所述基底的所述第二面上；
第一微带线，该第一微带线被布设于所述第一面上并且被耦合到所述至少一个天线；
第二微带线，该第二微带线被布设于所述第一面上并且被耦合到馈线；以及
共面带线，该共面带线被布设于所述第二面上，所述共面带线包括通过直接传导路径电耦合到所述第二微带线的第一金属部分，电耦合到所述平衡-不平衡转换器的第二金属部分，以及将所述第一金属部分与所述第二金属部分隔开的槽，其中所述共面带线被电磁耦合到所述第一微带线；并且
所述平衡-不平衡转换器中的孔比所述共面带线的相对端上的共面带线的槽宽，其中所述孔实现所述共面带线的相对端的开路条件。
2.如权利要求1所述的双频段印刷天线组件，还包括被布设于所述第一面上的并联短路枝节，该并联短路枝节通过穿过所述基底的通孔将所述第二微带线耦合到所述平衡-不平衡转换器。
3.如权利要求2所述的双频段印刷天线组件，其中，所述并联短路枝节被安置在所述第一面上以在所述馈线处产生50Ω的阻抗匹配。
4.如权利要求1所述的双频段印刷天线组件，其中，所述直接传导路径将所述共面带线电耦合到包括穿过所述基底的通孔的所述第二微带线。
5.如权利要求1所述的双频段印刷天线组件，其中，所述至少一个天线包括至少一个偶极天线。
6.如权利要求5所述的双频段印刷天线组件，其中，所述至少一个偶极天线包括第一偶极天线和第二偶极天线，所述第一偶极天线被调谐到以约5.5GHz为中心的第一频段并且所述第二偶极天线被调谐到以约2.45GHz为中心的第二频段。
7.如权利要求6所述的双频段印刷天线组件，其中，所述第二偶极天线沿远离所述第一偶极天线的方向被锥化。
8.如权利要求1所述的双频段印刷天线组件，其中，所述馈线包括被耦合到所述平衡-不平衡转换器和所述第二微带线的同轴线缆。
9.如权利要求1所述的双频段印刷天线组件，还包括：
第二共面带线，该第二共面带线被布设于所述第二面上并且被电耦合到所述第二微带线；以及
至少一个其他天线，所述至少一个其他天线被布设于所述第一面上并且被电磁耦合到所述第二共面带线。
10.一种用于制造双频段印刷天线组件的方法，包括：
在基底的第一面上印刷至少一个天线；
在与所述基底的第一面上相对的所述基底的第二面上印刷平衡-不平衡转换器；
在所述第一面上印刷第一微带线，所述第一微带线被耦合到所述至少一个天线；
在所述第一面上印刷第二微带线，所述第二微带线被耦合到馈线；以及
在所述第二面上形成共面带线，所述共面带线包括通过直接传导路径电耦合到所述第二微带线的第一金属部分，电耦合到所述平衡-不平衡转换器的第二金属部分，以及将所述第一金属部分与所述第二金属部分隔开的槽，其中所述共面带线被电磁耦合到所述第一微带线；并且
印刷所述平衡-不平衡转换器包括：印刷其中的孔比所述共面带线的相对端上的共面带线的槽宽的平衡-不平衡转换器图样，其中所述孔实现所述共面带线的相对端的开路条件。
11.如权利要求10所述的方法，还包括在所述第一面上形成并联短路枝节，该并联短路枝节通过在所述基底中形成的通孔将所述第二微带线耦合到所述平衡-不平衡转换器。
12.如权利要求10所述的方法，还包括在所述基底中形成通孔，并且经由所述通孔将所述第二微带线耦合到所述共面带线。
13.如权利要求10所述的方法，其中，印刷所述至少一个天线包括印刷第一偶极天线和印刷第二偶极天线。
14.如权利要求13所述的方法，其中，印刷所述第二偶极天线包括将所述第二偶极天线印刷为沿远离所述第一偶极天线的方向锥化。
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