CN106059322A - Llc谐振变换器电路 - Google Patents

Abstract

本申请公开了一种LLC谐振变换器电路，包括：直流母线输入电路、调频控制器电路、方波发生器、谐振电路、变压器、整流滤波电路、反馈电路和空载检测电路。上述空载检测电路，连接到所述反馈电路和所述调频控制器电路，用于持续检测所述反馈电路中的反馈信号电压，将所述反馈信号电压与基准电压进行比较，并在所述反馈信号电压低于所述基准电压时，控制所述调频控制器电路中的调频控制器进入待机状态，停止输出驱动信号，使得所述方波发生器停止输出方波。如此方案，实现空载时输出可控，电路简单实用，可在不显著增加成本的情况下实现极低的空载功耗。

Description

LLC谐振变换器电路

技术领域

本申请涉及开关电源技术领域，具体地说，涉及一种包含空载检测电路的LLC谐振变换器电路。

背景技术

随着开关电源技术的不断发展，开关电源的工作频率越来越高，大大降低了变压器、电感及滤波器等无源器件的尺寸，使电源功率密度越来越高。在较高频率下，开关损耗成为电源设计的主要限制。为了降低开关损耗并容许电源在高频下运行，谐振开关技术得以发展，谐振开关技术将流过开关管的电流由方波处理成正弦波，使开关器件在零电压(ZVS)或零电流(ZCS)条件下开通或关断，从而实现软开关，以降低开关损耗。各种类型的谐振变换器中，串联谐振变换器应用最为普遍，LLC谐振变换器作为一种改进型的串联谐振变换器，近年来越来越得到重视和发展，LLC谐振变换器具有超越串联谐振变换器的优点，能够在整个工作范围内，实现零电压开关(ZVS)，实现低损耗，低EMI。且全部固有的寄生参数，包括开关管结电容、变压器漏感与励磁电感均用于谐振，而不消耗能量。

基本的LLC谐振变换器控制原理是开关管输出占空比固定为50％，频率可变的方波，通过改变频率，从而改变母线电压Vdc在整个震荡槽路中各部分的分压，从而调整变换器增益，这是谐振变换器与PWM变换器的主要区别。

图6是LLC谐振变换器增益曲线，如图可知：(1)峰值增益频率的右侧为工作频率范围，在此范围内，谐振变换器增益随在频率增大而减小(2)在轻载或空载时，增益曲线非常平坦。谐振变换器在空载条件下为保持输出电压不上升，开关频率要变的非常大，此时谐振腔内阻抗增大，谐振腔内很高的能量在循环，并没有把能量供给负载，半导体应力也会增大，造成变换器轻载或空载时自身损耗较大，从而不能实现低的待机功耗。实际情况下，由于电路寄生参数的存在，图2中的实际曲线在频率增大到一定程度时还会上翘，形成拐点，这样即使再增加频率，也无法实现稳压。目前的LLC谐振变换器的空载解决策略如下：

(1)假负载，但这将严重影响整机效率，与使用LLC谐振变换器提升电源效率的初衷不符。

(2)轻载时转成PWM控制，但这样涉及从调频FM到调宽PWM的切换，由脉宽不变改变频率的模式切换到频率不变，调整脉冲占空比的模式，变换器控制电路的设计变的非常复杂，并造成成本大幅增加。

(3)增大最高频率限制，这将遇到上述高频段损耗增加的问题，且由于寄生参数的影响，有的情况下即使完全放开频率限制，也无法稳压。

发明内容

有鉴于此，本申请所要解决的技术问题是提供了一种LLC谐振变换器电路，实现空载时输出可控，电路简单实用，可在不显著增加成本的情况下实现极低的空载功耗。

为了解决上述技术问题，本申请有如下技术方案：

一种LLC谐振变换器电路，其特征在于，包括：直流母线输入电路、调频控制器电路、方波发生器、谐振电路、变压器、整流滤波电路、反馈电路和空载检测电路，

所述直流母线输入电路，连接所述方波发生器，用于向整个LLC谐振变换器电路输入稳定的直流电压；

所述调频控制器电路，连接到所述方波发生器的输入端，并连接到所述反馈电路内部的RC震荡电路，用于通过改变所述RC震荡电路的震荡频率来产生一对互补、占空比固定为50％且频率可调的驱动信号；

所述方波发生器，为由MOSFET开关管组成的全桥或半桥驱动电路，用于根据所述调频控制器电路输出的占空比固定、频率可调的驱动信号，产生占空比为50％的频率可变的方波；

所述谐振电路，连接到所述方波发生器，用于根据所述方波发生器输出的占空比为50％的频率可变的方波产生谐振，使方波电压产生正弦波电流，并使所述方波发生器中的开关管工作在零电压开关的状态下；

所述变压器，连接到所述谐振电路和所述整流滤波电路，用于实现输入端和输出端的隔离和电压变化；

所述整流滤波电路，用于将所述变压器次级的交流输出整流成直流输出；

所述反馈电路，连接到所述整流滤波电路和所述调频控制器电路，用于将所述整流滤波电路的实际输出电压与参考电压的误差信号反馈到所述调频控制器电路；

所述空载检测电路，连接到所述反馈电路和所述调频控制器电路，用于持续检测所述反馈电路中的反馈信号电压，将所述反馈信号电压与基准电压进行比较，并在所述反馈信号电压低于所述基准电压时，控制所述调频控制器电路中的调频控制器进入待机状态，停止输出驱动信号，使得所述方波发生器停止输出方波。

优选地，其中：

所述空载检测电路，包括：变阻器电路和比较电路，

所述比较电路，连接所述反馈电路和所述调频控制器电路，用于持续检测所述反馈电路中的反馈信号电压，将所述反馈信号电压与其内部的基准电压进行比较，并在所述反馈信号电压低于所述基准电压时，控制所述调频控制器中的调频控制器进入待机状态，停止输出驱动信号，使得所述方波发生器停止输出方波，

所述变阻器电路，连接所述比较电路，用于调节所述比较电路的参数。

优选地，其中：

所述比较器电路，进一步为滞环比较电路，

所述变阻器电路，进一步用于通过调整变阻器的阻值来调节所述滞环比较电路的滞环参数。

优选地，其中：

所述滞环比较器电路，包括：滞环比较器和第五电阻R5，

所述变阻器电路，包括：变阻器R6，

所述第五电阻R5的一端连接所述调频控制器电路，另一端连接所述比较器的正向输入端，

所述变阻器R6的一端连接所述比较器的正向输入端，另一端连接所述比较器的输出端，

所述比较器的输出端，连接所述调频控制器电路中的调频控制器的待机管脚，

所述比较器的电源端，连接电压Vcc和地，

所述比较器的负向输入端，连接电压Vref。

优选地，其中：

所述滞环比较器的基准电压范围为(Vref_l-Vref_h)，Vref_l为所述调频控制器进入待机状态的门限，Vref_h为所述调频控制器退出待机状态的门限，其中：

Vref_h＝((R5+R6)/R6)×Vref，Vref_l＝((R5+R6)/R6)×Vref–(R5/R6)×Vcc。

优选地，其中：

所述反馈电路，包括：采样电路、隔离电路、RC震荡电路和光耦电路，

所述采样电路，连接到所述整流滤波电路，用于对所述整流滤波电路的实际输出电压进行采样，

所述隔离电路，连接到所述采样电路，用于接收所述采样电路的采样电压，当所述采样电压高于其内部的基准电压时，流过隔离电路的电流增加，使得流过所述光耦电路的电流增加，

所述光耦电路，连接到所述隔离电路、所述调频控制器电路和所述空载检测电路，用于根据流过其的电流的情况向所述调频控制器电路和所述空载检测电路反馈所述整流滤波电路的实际输出电压与参考电压的误差信号，

所述RC震荡电路，连接到所述光耦电路，根据所述光耦电路中流过光敏管电流的增加而增加震荡频率。

优选地，其中：

所述隔离电路，进一步为TL431，

所述采样电路，进一步包括第一电阻R1和第二电阻R2，

所述第一电阻R1和所述第二电阻R2串联连接在电源和地之间，所述TL431的R端连接在所述第一电阻R1和所述第二电阻R2之间，所述TL431的A端接地，所述TL431的K端连接到所述光耦电路和所述RC震荡电路。

与现有技术相比，本申请所述的方法，达到了如下效果：

第一，本发明LLC谐振变换器电路中，反馈电路将整流滤波电路的实际输出电压与参考电压的误差信号反馈到调频控制器电路，空载检测电路持续检测反馈电路中的反馈电压信号，将反馈电压信号与基准电压进行比较，并在所述反馈信号电压低于所述基准电压时，控制所述调频控制器电路中的调频控制器进入待机状态，停止输出驱动信号，使得所述方波发生器停止输出方波。当反馈信号电压高于基准电压时，调频控制器由待机状态恢复到工作状态，输出调频驱动信号，使方波发生器和谐振电路重新开始工作，并向输出端传递能量，跌落的输出电压重新开始上升，反馈信号电压下降，当低于基准电压时，空载检测电路再次触发脉冲信号，使得调频控制器再次进入休眠状态，周而复始。因此，反馈电路和空载检测电路相配合，能够使整个LLC谐振变换器在工作和休眠两个状态间切换，变换器始终工作在调频模式下，工作频率始终限定在合理的范围之中，使功率元件在适宜的工作条件下运行。

第二，本发明LLC谐振变换器电路中，空载检测电路简单可靠，巧妙地利用了LLC谐振变换器必备的反馈信号进行空载检测，简单的模拟电路即可实现，无需额外的处理器芯片，成本极低，适合产品化应用。

第三，本发明LLC谐振变换器电路，空载检测电路中的比较器可采用滞环比较器，其参数可进行调整，从而使得LLC谐振变换器的设计者可以在输出纹波和降低待机功耗之间做到平衡，满足不同产品的需求。

第四，本发明LLC谐振变换器电路，解决了传统LLC谐振变换器处理空载时带来的功耗上升、环路不受控、成本大幅增加等问题，为解决现有技术存在的问题提供了可行的解决方案。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本申请的进一步理解，构成本申请的一部分，本申请的示意性实施例及其说明用于解释本申请，并不构成对本申请的不当限定。在附图中：

图1为本发明的所述一种LLC谐振变换器电路的结构框图；

图2为本发明的所述一种LLC谐振变换器电路的结构示意图；

图3为本发明的所述一种LLC谐振变换器电路中反馈电路的结构示意图；

图4为本发明的所述一种LLC谐振变换器电路中空载检测电路的结构示意图；

图5为本发明的所述一种LLC谐振变换器电路中空载条件下空载检测电路输出脉冲的波形图(上)以及调频控制器输出的波形图(下)；

图6为LLC谐振变换器的增益曲线图。

具体实施方式

如在说明书及权利要求当中使用了某些词汇来指称特定组件。本领域技术人员应可理解，硬件制造商可能会用不同名词来称呼同一个组件。本说明书及权利要求并不以名称的差异来作为区分组件的方式，而是以组件在功能上的差异来作为区分的准则。如在通篇说明书及权利要求当中所提及的“包含”为一开放式用语，故应解释成“包含但不限定于”。“大致”是指在可接收的误差范围内，本领域技术人员能够在一定误差范围内解决所述技术问题，基本达到所述技术效果。此外，“耦接”一词在此包含任何直接及间接的电性耦接手段。因此，若文中描述一第一装置耦接于一第二装置，则代表所述第一装置可直接电性耦接于所述第二装置，或通过其他装置或耦接手段间接地电性耦接至所述第二装置。说明书后续描述为实施本申请的较佳实施方式，然所述描述乃以说明本申请的一般原则为目的，并非用以限定本申请的范围。本申请的保护范围当视所附权利要求所界定者为准。

实施例1

参见图1所示为本申请所述一种LLC谐振变换器电路的结构框图。图中，LLC谐振变换器电路包括：直流母线输入电路10、调频控制器电路20、方波发生器30、谐振电路40、变压器50、整流滤波电路60、反馈电路70和空载检测电路80，

所述直流母线输入电路10，连接所述方波发生器30，用于向整个LLC谐振变换器电路输入稳定的直流电压；

所述调频控制器电路20，连接到所述方波发生器30的输入端，并连接到所述反馈电路内部的RC震荡电路，用于通过改变所述RC震荡电路的震荡频率来产生一对互补、占空比固定为50％且频率可调的驱动信号；

所述方波发生器30，为由MOSFET开关管组成的全桥或半桥驱动电路，用于根据所述调频控制器电路20输出的占空比固定、频率可调的驱动信号，产生占空比为50％的频率可变的方波；

所述谐振电路40，连接到所述方波发生器30，用于根据所述方波发生器30输出的占空比为50％的频率可变的方波产生谐振，使方波电压产生正弦波电流，并使所述方波发生器30中的开关管工作在零电压开关的状态下；

所述变压器50，连接到所述谐振电路40和所述整流滤波电路60，用于实现输入端和输出端的隔离和电压变化；

所述整流滤波电路60，用于将所述变压器50次级的交流输出整流成直流输出；

所述反馈电路70，连接到所述整流滤波电路60和所述调频控制器电路20，用于将所述整流滤波电路60的实际输出电压与参考电压的误差信号反馈到所述调频控制器电路20；

所述空载检测电路80，连接到所述反馈电路70和所述调频控制器电路20，用于持续检测所述反馈电路70中的反馈信号电压，将所述反馈信号电压与基准电压进行比较，并在所述反馈信号电压低于所述基准电压时，控制所述调频控制器电路20中的调频控制器21进入待机状态，停止输出驱动信号，使得所述方波发生器30停止输出方波。

本发明LLC谐振变换器电路中，反馈电路70将整流滤波电路60的实际输出电压与参考电压的误差信号反馈到调频控制器电路20，空载检测电路80持续检测反馈电路70中的反馈电压信号，将反馈电压信号与基准电压进行比较，并在所述反馈信号电压低于所述基准电压时，控制所述调频控制器电路20中的调频控制器21进入待机状态，停止输出驱动信号，使得所述方波发生器30停止输出方波。当反馈信号电压高于基准电压时，调频控制器21由待机状态恢复到工作状态，输出调频驱动信号，使方波发生器30和谐振电路40重新开始工作，并向输出端传递能量，跌落的输出电压重新开始上升，反馈信号电压下降，当低于基准电压时，空载检测电路80再次触发脉冲信号，使得调频控制器21再次进入休眠状态，周而复始。因此，反馈电路70和空载检测电路80相配合，能够使整个LLC谐振变换器在工作和休眠两个状态间切换，变换器始终工作在调频模式下，工作频率始终限定在合理的范围之中，使功率元件在适宜的工作条件下运行。

实施例2

参见图2所示为本申请LLC谐振变换器电路的结构示意图。本图中将直流母线输入电路10、方波发生器30、谐振电路40、变压器50和整流滤波电路60的构成方式以及这些电路与反馈电路和空载检测电路80的连接关系进行了详细体现。

直流母线输入电路10向整个LLC谐振变换器电路输入的是由PFC电路产生的400V左右稳定的直流电压。

调频控制器21外接RC震荡电路，通过改变RC震荡电路中电阻R的参数，改变RC震荡频率，从而输出一对占空比固定为50％、互补、且频率可变的驱动信号，并且将驱动信号输入到方波发生器30的输入端。

方波发生器30由两个MOSFET开关管和两个二极管构成，方波发生器30与直流母线输入电路10和调频控制器电路20连接。方波发生器30接收到调频控制器电路20向其输入的驱动信号后，根据调频控制器电路20输出的占空比固定、频率可变的驱动信号产生占空比为50％的频率可变的方波，输出至谐振电路40。

谐振电路40连接到方波发生器30，根据方波发生器30输出的占空比50％、频率可变的方波产生谐振，使方波电压产生正弦波电流，且谐振电路40呈感性，电流滞后于电压，使方波发生器30中的开关管工作在零电压开关(ZVS)的状态之下。

谐振电路40的输出端连接到变压器50的主级，变压器50实现输入端和输出端的隔离和电压变化，变压器50的次级连接到整流滤波电路60。

整流滤波电路60由整流二极管和滤波电容组成，用于将变压器50次级的交流输出整流成直流输出给反馈电路70。

参见图3，反馈电路70进一步包括：采样电路、隔离电路、RC震荡电路和光耦电路，

所述采样电路，连接到所述整流滤波电路60，用于对所述整流滤波电路60的实际输出电压进行采样，

所述隔离电路，连接到所述采样电路，用于接收所述采样电路的采样电压，当所述采样电压高于其内部的基准电压时，流过隔离电路的电流增加，使得流过所述光耦电路的电流增加，

所述光耦电路，连接到所述隔离电路、所述调频控制器电路20和所述空载检测电路80，用于根据流过其的电流的情况向所述调频控制器电路20和所述空载检测电路80反馈所述整流滤波电路60的实际输出电压与参考电压的误差信号，

所述RC震荡电路，连接到所述光耦电路，根据所述光耦电路中流过光敏管电流的增加而增加震荡频率。

从图3可看出，隔离电路进一步为TL431，采样电路由电阻R1(上偏电阻)和电阻R2(下偏电阻)构成，所述第一电阻R1和所述第二电阻R2串联连接在电源和地之间，所述TL431的R端连接在所述第一电阻R1和所述第二电阻R2之间，所述TL431的A端接地，所述TL431的K端连接到所述光耦电路和所述RC震荡电路。

也就是说，整流滤波电路60的输出电压通过上偏电阻R1和下偏电阻R2的分压后，接TL431的R脚，当分压后的输出电压比TL431内部的基准电压高时，此处基准电压为2.5V，TL431的A脚和K脚之间电流增加，流过光耦发光管的电流增加，从而光耦光敏管流过电流增加，RC震荡参数中的R减小，RC震荡频率增加。通过图6可知，谐振变换器的增益随着RC震荡频率增大而减小，所以引起输出电压下降，最终消除误差，实现稳压。输出电压可根据公式Vo＝(R1/R2+1)*2.5V得到，通过设置电阻R1和R2即可设定输出电压。

反馈电路将整流滤波电路的实际输出电压与参考电压的误差信号反馈到所述调频控制器电路，空载检测电路持续监测反馈电路中的反馈信号电压。以下对误差信号和反馈信号电压进行说明。

上述误差信号＝采样电压-参考电压，比如参考电压为2.5V,输出电压目标是36V，则可以通过图4中的R1和R2分压得到采样电压，使R2上的分压(采样电压)为2.5V，即(R2/(R1+R2))*36＝2.5,实际输出时，由于输入电压或负载的波动使输出电压Vo偏离36V时，(R2/(R1+R2))*Vo≠2.5,(R2/(R1+R2))*Vo则为反馈信号电压，(R2/(R1+R2))*Vo-2.5为误差信号。

上述反馈信号指的是图4中V1处的信号，上段中的采样电压是输出电压通过分压电阻后的电压。这一段的反馈信号又不能直接等同于误差信号，因为误差信号在图4中光耦的右侧，误差信号通过反馈电路的作用最终会消除。误差信号的处理由图4中TL431完成，TL431的参考电压脚R脚>2.5V时，表示输出电压偏高，流过431的电流增加，光耦发光管电流增加，光耦光敏管电阻下降，则光耦与R4的分压V1下降(R4和R3共同连接的调频控制器引脚内部为一个固定的电压如2V)。同时R3与R4及光耦光敏管的并联电阻下降，RC震荡频率上升，增益下降，输出电压下降，输出电压通过分压电阻后的电压＝2.5V时这个调整结束，此时误差信号消除，但V1的电压还有，是一个稳定的电压。输出电压偏低时过程与上相反。

进一步地，参见图4所示，空载检测电路80包括：变阻器电路和比较电路。

所述比较电路，连接所述反馈电路70和所述调频控制器电路20，用于持续检测所述反馈电路70中的反馈信号电压，将所述反馈信号电压与其内部的基准电压进行比较，并在所述反馈信号电压低于所述基准电压时，控制所述调频控制器21中的调频控制器21进入待机状态，停止输出驱动信号，使得所述方波发生器30停止输出方波，

所述变阻器电路，连接所述比较电路，用于调节所述比较电路的参数。

上述空载检测电路80持续检测反馈电路70中的反馈信号，并将该信号与空载检测电路80的基准电压进行比较，此处将基准电压设为1.25V，当输出轻载或空载时，反馈信号电压低于基准电压，空载检测电路80向调频控制器21输出脉冲信号，触发调频控制器21待机。

如图4所示，调频控制器电路20包括调频控制器21、电容C1、电阻R3和电阻R4。调频哭控制器的最低频率由电容C1和电阻R3决定，因为此时反馈电路70中的光耦完全关断，调频控制器21的最低频率为1/(2π×R3×C1)，对应变换器的最高设计增益。最高频率由C1和(R3∥R4)决定，此时光耦完全饱和导通，最高频率为1/(2π×(R3∥R4)×C1)，对应变换器的最低设计增益。最高频率设定的不宜过高，一般在100Khz-150Khz之间，太高将导致环流和损耗的增加。当空载时，光耦完全饱和导通，变换器达到上述设定的最高频率，图4中空载检测电路80取光耦上端电压与1.25V基准比较，由于此时光耦饱和导通，光耦压降小于1.25V，比较器翻转，触发调频控制器21的待机模式。

进一步地，上述空载检测电路80中的比较器电路，进一步为滞环比较器电路，包括滞环比较器和电阻R5，变阻器电路为变阻器R6。所述第五电阻R5的一端连接所述调频控制器电路20，另一端连接所述比较器的正向输入端，所述变阻器R6的一端连接所述比较器的正向输入端，另一端连接所述比较器的输出端，所述比较器的输出端，连接所述调频控制器电路20中的调频控制器21的待机管脚，所述比较器的电源端，连接电压Vcc和地，所述比较器的负向输入端，连接电压Vref。

采用滞环比较器，使得触发不至于太频繁，通过改变变阻器R6的阻值来调节滞环比较器的滞环参数，通过改变滞环参数，可调节触发的频度，从而在输出纹波和降低待机功耗之间做到平衡，以对应不同产品的需要。

图4中，滞环参数可以通过调节电阻R6进行，R6电阻阻值相对R5应取得比较大。加入滞环后的基准电压变成了Vref_h＝((R5+R6)/R6)×Vref和Vref_l＝((R5+R6)/R6)×Vref–(R5/R6)×Vcc两个门限。Vref_h>Vref_l，Vref_l为进入待机模式的门限，Vref_h为退出待机模式的门限。

实际应用中，R6应根据谐振变换器实际应用产品的可接受的输出纹波来调节，R6越大纹波越小，但功耗增加；R6越小纹波越大，但功耗较小。

从图4可看出，空载检测电路80输出的触发信号连接调频控制器21的待机管脚，即，在反馈信号电压低于基准电压期间，强制调频控制器21进入待机状态，待机状态下调频控制器21停止输出驱动信号。当调频控制器21进入待机状态时，方波发生器30停止输出方波，由于谐振网络在轻载或空载条件下，Q值非常小，远小于0.5，为过阻尼系统，震荡小于1个周期。此时变换器不再传递能量，也不消耗能量，进入了极低休眠状态。

空载检测电路80持续检测上述反馈电路70中的反馈信号，当反馈信号电压上升到基准电压1.25V或滞环比较器决定的门限电压Vref_h之上时，空载检测电路80输出的脉冲信号结束，调频控制器21由待机状态恢复到工作状态，输出调频驱动信号，方波发生器30和谐振电路40重新开始工作，并向变压器50输出端传递能量，跌落的输出电压重新开始上升，反馈信号电压下降，当低于基准电压时，再次触发脉冲信号，进入休眠状态，周而复始。

由于变换器休眠的时间远远长于工作的时间，参见图5，这样变换器的平均工作频率很低，平均功耗很小。设计者可通过调节空载检测电路80的外围参数来设定变换器进入休眠模式时的电流值，即负载小于什么程度，开始出发空载检测电路80，使变换器开始工作在低功耗模式。实际操作过程中，可通过仿真软件生成如图6所述的增益曲线，增益曲线上有各负载条件下(即输出电流)的震荡频率所对应的增益，确定该轻载电流对应的最高工作频率，达到该频率将触发待机模式，根据上述Fmax＝1/(2π×(R3∥R4)×C1)来确定R4电阻参数。

实施例3

以下提供本发明LLC谐振变换器电路的应用实施例。

如图2所示为本发明LLC谐振变换器电路的原理图，包括：直流母线输入电路10、调频控制器电路20、方波发生器30、谐振电路40、变压器50、整流滤波电路60、反馈电路70和空载检测电路80。

以下结合图3和图4说明本发明LLC谐振变换器电路的控制过程。

如图3所示，调频控制器电路20中的电容C1、电阻R3、电阻R4，以及反馈电路70中的光耦组成的RC震荡电路，决定了调频控制器21的输出频率，其中的R参数由R4及光耦光敏管串联后再与R3并联得到，光耦光敏管相当于一个可变电阻，当光敏管完全关断时，并联后的电阻值最大，等于R3，决定了系统的最低工作频率。光敏完全导通时，并联后的电阻值最小，震荡频率最高。

输出电压Vo满足Vo＝(R1/R2+1)*2.5V的关系，当负载由满载转向空载的过程中，输出电压上升，分压电阻中点R电压上升，从而引起TL431的A脚和K脚间的电流上升，流过光耦发光管电流上升，光耦光敏管电阻变小，RC震荡电路的R变小，调频控制器21输出频率上升，变换器增益随频率上升而下降，使输出电压Vo下降，实现稳压。相反，如负载由轻变重，输出电压Vo下降，流过光耦发光管电流下降，光耦光敏管电阻变大，RC震荡电路的R变大，调频控制器21输出频率下降，LLC谐振变换器增益上升，使输出电压Vo上升，实现稳压。

如图4，本发明增加了空载检测电路80部分，利用反馈电路70的信号电压与基准电压比较。当光耦电流增大时，光敏管电流增大，反馈信号电压V1下降，当V1小于基准电压Vref时，则运放输出电平翻转，由于运放输出连接调频控制器21的待机或使能管脚，使调频控制器21停止输出。变换器不再进行能量传递，进入了功耗极低的休眠状态。

随着输出电压下降，当光耦电流减小时，光敏管电流减小，反馈信号电压V1上升，当V1高于基准电压Vref及滞环电阻R6决定的电压门限Vref_h时，运放输出电平翻转，使调频控制器21恢复正常的调频输出，变换器开始工作。

如图5所示，由于变换器休眠的时间远远长于工作的时间，这样变换器的平均工作频率很低，平均功耗很小。

设计者通过调节空载检测电路80的电阻参数，可以设定变换器进入待机模式时的电流值，即负载小于什么程度时，开始触发空载检测电路80，使变换器开始工作在低功耗模式。

通过调节滞环电阻，可以调节反馈信号电压V1必须上升到基准电压之上多少mV才能使调频控制器21恢复输出，从而使设计者可以在输出纹波和低功耗间做出平衡，以应对不同产品的需要。

通过以上各实施例可知，本申请存在的有益效果是：

第一，本发明LLC谐振变换器电路中，反馈电路将整流滤波电路的实际输出电压与参考电压的误差信号反馈到调频控制器电路，空载检测电路持续检测反馈电路中的反馈电压信号，将反馈电压信号与基准电压进行比较，并在所述反馈信号电压低于所述基准电压时，控制所述调频控制器电路中的调频控制器进入待机状态，停止输出驱动信号，使得所述方波发生器停止输出方波。当反馈信号电压高于基准电压时，调频控制器由待机状态恢复到工作状态，输出调频驱动信号，使方波发生器和谐振电路重新开始工作，并向输出端传递能量，跌落的输出电压重新开始上升，反馈信号电压下降，当低于基准电压时，空载检测电路再次触发脉冲信号，使得调频控制器再次进入休眠状态，周而复始。因此，反馈电路和空载检测电路相配合，能够使整个LLC谐振变换器在工作和休眠两个状态间切换，变换器始终工作在调频模式下，工作频率始终限定在合理的范围之中，使功率元件在适宜的工作条件下运行。

第二，本发明LLC谐振变换器电路中，空载检测电路简单可靠，巧妙地利用了LLC谐振变换器必备的反馈信号进行空载检测，简单的模拟电路即可实现，无需额外的处理器芯片，成本极低，适合产品化应用。

第三，本发明LLC谐振变换器电路，空载检测电路中的比较器可采用滞环比较器，其参数可进行调整，从而使得LLC谐振变换器的设计者可以在输出纹波和降低待机功耗之间做到平衡，满足不同产品的需求。

第四，本发明LLC谐振变换器电路，解决了传统LLC谐振变换器处理空载时带来的功耗上升、环路不受控、成本大幅增加等问题，为解决现有技术存在的问题提供了可行的解决方案。

本领域内的技术人员应明白，本申请的实施例可提供为方法、装置、或计算机程序产品。因此，本申请可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本申请可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质(包括但不限于磁盘存储器、CD-ROM、光学存储器等)上实施的计算机程序产品的形式。

上述说明示出并描述了本申请的若干优选实施例，但如前所述，应当理解本申请并非局限于本文所披露的形式，不应看作是对其他实施例的排除，而可用于各种其他组合、修改和环境，并能够在本文所述发明构想范围内，通过上述教导或相关领域的技术或知识进行改动。而本领域人员所进行的改动和变化不脱离本申请的精神和范围，则都应在本申请所附权利要求的保护范围内。

Claims (7)

1.一种LLC谐振变换器电路，其特征在于，包括：直流母线输入电路、调频控制器电路、方波发生器、谐振电路、变压器、整流滤波电路、反馈电路和空载检测电路，

所述直流母线输入电路，连接所述方波发生器，用于向整个LLC谐振变换器电路输入稳定的直流电压；

所述调频控制器电路，连接到所述方波发生器的输入端，并连接到所述反馈电路内部的RC震荡电路，用于通过改变所述RC震荡电路的震荡频率来产生一对互补、占空比固定为50％且频率可调的驱动信号；

所述方波发生器，为由MOSFET开关管组成的全桥或半桥驱动电路，用于根据所述调频控制器电路输出的占空比固定、频率可调的驱动信号，产生占空比为50％的频率可变的方波；

所述谐振电路，连接到所述方波发生器，用于根据所述方波发生器输出的占空比为50％的频率可变的方波产生谐振，使方波电压产生正弦波电流，并使所述方波发生器中的开关管工作在零电压开关的状态下；

所述变压器，连接到所述谐振电路和所述整流滤波电路，用于实现输入端和输出端的隔离和电压变化；

所述整流滤波电路，用于将所述变压器次级的交流输出整流成直流输出；

所述反馈电路，连接到所述整流滤波电路和所述调频控制器电路，用于将所述整流滤波电路的实际输出电压与参考电压的误差信号反馈到所述调频控制器电路；

所述空载检测电路，连接到所述反馈电路和所述调频控制器电路，用于持续检测所述反馈电路中的反馈信号电压，将所述反馈信号电压与基准电压进行比较，并在所述反馈信号电压低于所述基准电压时，控制所述调频控制器电路中的调频控制器进入待机状态，停止输出驱动信号，使得所述方波发生器停止输出方波。

2.根据权利要求1所述LLC谐振变换器电路，其特征在于，

所述空载检测电路，包括：变阻器电路和比较电路，

所述比较电路，连接所述反馈电路和所述调频控制器电路，用于持续检测所述反馈电路中的反馈信号电压，将所述反馈信号电压与其内部的基准电压进行比较，并在所述反馈信号电压低于所述基准电压时，控制所述调频控制器中的调频控制器进入待机状态，停止输出驱动信号，使得所述方波发生器停止输出方波，

所述变阻器电路，连接所述比较电路，用于调节所述比较电路的参数。

3.根据权利要求2所述LLC谐振变换器电路，其特征在于，

所述比较器电路，进一步为滞环比较电路，

所述变阻器电路，进一步用于通过调整变阻器的阻值来调节所述滞环比较电路的滞环参数。

4.根据权利要求3所述LLC谐振变换器电路，其特征在于，

所述滞环比较器电路，包括：滞环比较器和第五电阻R5，

所述变阻器电路，包括：变阻器R6，

所述第五电阻R5的一端连接所述调频控制器电路，另一端连接所述比较器的正向输入端，

所述变阻器R6的一端连接所述比较器的正向输入端，另一端连接所述比较器的输出端，

所述比较器的输出端，连接所述调频控制器电路中的调频控制器的待机管脚，

所述比较器的电源端，连接电压Vcc和地，

所述比较器的负向输入端，连接电压Vref。

5.根据权利要求4所述LLC谐振变换器电路，其特征在于，

所述滞环比较器的基准电压范围为(Vref_l-Vref_h)，Vref_l为所述调频控制器进入待机状态的门限，Vref_h为所述调频控制器退出待机状态的门限，其中：

Vref_h＝((R5+R6)/R6)×Vref，Vref_l＝((R5+R6)/R6)×Vref–(R5/R6)×Vcc。

6.根据权利要求1所述LLC谐振变换器电路，其特征在于，

所述反馈电路，包括：采样电路、隔离电路、RC震荡电路和光耦电路，

所述采样电路，连接到所述整流滤波电路，用于对所述整流滤波电路的实际输出电压进行采样，

所述隔离电路，连接到所述采样电路，用于接收所述采样电路的采样电压，当所述采样电压高于其内部的基准电压时，流过隔离电路的电流增加，使得流过所述光耦电路的电流增加，

所述光耦电路，连接到所述隔离电路、所述调频控制器电路和所述空载检测电路，用于根据流过其的电流的情况向所述调频控制器电路和所述空载检测电路反馈所述整流滤波电路的实际输出电压与参考电压的误差信号，

所述RC震荡电路，连接到所述光耦电路，根据所述光耦电路中流过光敏管电流的增加而增加震荡频率。

7.根据权利要求6所述LLC谐振变换器电路，其特征在于，

所述隔离电路，进一步为TL431，

所述采样电路，进一步包括第一电阻R1和第二电阻R2，

所述第一电阻R1和所述第二电阻R2串联连接在电源和地之间，所述TL431的R端连接在所述第一电阻R1和所述第二电阻R2之间，所述TL431的A端接地，所述TL431的K端连接到所述光耦电路和所述RC震荡电路。