CN106025456B

CN106025456B - 同轴波导二维电磁带隙结构

Info

Publication number: CN106025456B
Application number: CN201610424355.2A
Authority: CN
Inventors: 赖颖昕; 危喜临; 王善进; 刘华珠
Original assignee: Dongguan University of Technology
Current assignee: Dongguan University of Technology
Priority date: 2016-06-15
Filing date: 2016-06-15
Publication date: 2019-04-02
Anticipated expiration: 2036-06-15
Also published as: CN106025456A

Abstract

本发明公开了一种同轴波导二维电磁带隙结构，包括内导体、填充物、外导体和设置于内导体与外导体之间、具有角向和轴向的二维周期性的第一及第二不均匀结构。与现有技术相比，本发明的电磁带隙结构采用同轴波导，具有功率容量大、损耗小、散热能力强及易与微波技术领域常用的信号传输系统集成的优势，同时为获得带隙特性而引入的不均匀结构，其实现方式更有利于高频应用时的加工制作。此外，其带隙特性可通过转动的方式改变第一及第二不均匀结构相对的角向位置加以调节，从而使带隙具有可控性。本发明可以作为微波通信、卫星通信、遥感遥测、雷达、导航、电子对抗等高功率微波应用领域中抑制干扰或噪声的谐波抑制器或可调Q值的带阻滤波器。

Description

同轴波导二维电磁带隙结构

技术领域

本发明涉及微波技术领域，更具体地涉及一种同轴波导二维电磁带隙结构。

背景技术

电磁带隙(Electromagnetic band gap，EBG)结构是一种人造的周期结构，通常由介电常数呈周期性分布的介质结构或按周期性排列的介质、金属或其混合体单元构成。电磁带隙结构最为显著的特征是对特定频率范围的电磁波呈现带阻特性，使得频率落入带隙内的电磁波的传播受到很强地抑制。利用这一特性，电磁带隙结构已被广泛地应用于微波技术领域，其应用涉及滤波器、功分器、谐振器、混频器、功率放大器、谐波抑制器、微波天线等器件。

传统的电磁带隙结构是由全介质材料构成。和介质材料相比，金属材料可以很好的约束电磁波，同时金属材料更有利于导热和加电，因此由金属或金属介质混合体构成的电磁带隙结构在微波技术领域的应用前景更为广泛。目前，金属电磁带隙结构种类较多，但其构成方式大多基于微带线，通常是在微带线的金属导带、金属接地板和介质基板上制作出周期性的结构来实现。例如，美国UCLA的D.Sievenpiper提出一种蘑菇状EBG结构，该结构制作在普通的微波介质基片上，介质板一侧腐蚀有周期排列的金属贴片，这些金属贴片通过金属化过孔与介质另一侧的地板相连。该结构通过相邻金属贴片单元之间的缝隙形成电容C，金属化过孔连接的回路形成电感L，进而形成并联的LC谐振电路来获得频率阻带；中国专利CN104681949A采用这种蘑菇状EBG结构制作双陷波UWB天线，该天线利用EBG结构的带隙特性有效地滤除了WIMAX和WLAN两个频段的信号，实现了全频段良好的全向辐射特性和稳定的增益效果；T.Itoh提出的一种缺陷地板(Defected Ground Structure:DGS)EBG结构，该结构通过在微带线的接地板中腐蚀出一维或二维周期性的矩形槽来实现频率带隙特性。中国专利CN101931114A利用具有T型的缺陷地板结构的微带线制作了级联型滤波器，该滤波器利用微带线的缺陷地板形成的EBG结构对特定频段内的二次谐波和三次谐波进行了有效地抑制，无需加入额外的谐波抑制组件，从而该滤波器保持了较小的体积。

目前，高性能的卫星通讯、干扰与抗干扰、远程通信、军事雷达以及高功率微波(HPM)等技术领域的迅猛发展对电子系统的功率传输容量、峰值功率等方面的技术指标提出更高的要求。在整个系统中，用以改变或控制信号载波特性的天馈系统的功率容量是系统最终功率容量的限定因素，因此中大功率容量天馈系统的实现对于上述技术领域具有重要的意义。然而，微波技术领域常用的微带传输线由于存在功率容量小、损耗大以及信号泄漏等固有缺陷，难于满足天馈系统在传输损耗、功率容量等方面的需求，从而极大地限制了基于微带线的EBG结构在天馈系统的滤波器、定向耦合器、功分器以及天线等器件中应用。针对中大功率系统设计的迫切需求，基于金属波导EBG结构以其特有的低损耗、良好的散热性能、大功率容量等电磁特性和物理结构受到了越来越广泛的关注。目前，已有应用金属波导EBG结构实现的天馈系统滤波器、口径天线以及极化器等器件的成功案例。例如，Goussetis等人提出在金属波导腔体沿传播进行纵向的EBG膜片加载，可用于实现低通滤波器(LPF)；而进行横向的EBG膜片加载，则可形成谐振腔用于实现多工器，该方法具有改善带宽及分支隔离度的优势；Park等人利用周期金属柱结构代替难于制作的伦伯(Luneberg)透镜来引导表面波，制成非对称平行板波导伦伯透镜，用于实现宽角度扫描或多波束天线系统。但，需要指出的是，现有的金属波导EBG结构大多采用方(矩形)波导或圆波导通过周期性加载一维或二维的金属膜片、柱体或孔洞来获得带隙特性。采用这些EBG结构实现的各种器件与常用的基于同轴波导的传输系统之间需要通过特殊的转换器相互连接，而且当结构工作频率很高时(如工作于太赫兹频段时)，为了获得带隙特性而加载的膜片其尺寸将变得极为细小导致加工制作的困难。另外，现有波导EBG结构在结构参数确定的条件下其带隙特性往往是固化的，难于进行调节，从而限制了其在诸如滤波器等领域的应用。

发明内容

针对现有金属波导EBG结构所存在的缺陷，本发明的目的是提供一种同轴波导二维电磁带隙结构，该结构具有功率容量大、损耗小、散热性好以及便于系统集成等优势，可用于实现微波毫米波亚毫米通信以及雷达系统中抑制杂波干扰所需的高Q值可调滤波器。

为实现上述目的，本发明提供了一种同轴波导二维电磁带隙结构，包括金属柱状内导体、填充物和金属空心管状外导体，填充物套装于内导体，外导体套装于填充物，内导体及外导体的中心轴线位于同一直线上。其中，该同轴波导电磁带隙结构还包括设置于内导体与外导体之间的第一不均匀结构及第二不均匀结构，第一不均匀结构及第二不均匀结构均具有角向和轴向的二维周期性。

与现有技术相比，本发明以同轴波导为基础，在同轴波导电磁带隙结构的内导体与外导体之间同时引入第一不均匀结构及第二不均匀结构，且第一不均匀结构及第二不均匀结构均具有角向和轴向的二维周期性。鉴于此结构，本发明具有以下优点：(1)与基于微带线的电磁带隙结构相比，本发明的电磁带隙结构基于金属波导，因此具备更高的功率容量、更低的损耗以及更好的散热能力，能够适用中大功率乃至千瓦级以上的高功率微波应用领域；(2)与现有的基于方形或圆波导电磁带隙结构相比，本发明利用了同轴结构的金属波导，能够更容易与微波技术领域常用的基于同轴波导的信号传输系统集成；同时相比于采用周期性加载膜片实现带隙特性的方法，本发明的采用在内外导体之间同时引入具有角向和轴向二维周期性的不均匀结构实现了带隙特性，该实现方式简单，有利于高频应用时结构的加工制作。

上述优点使得本发明的电磁带隙结构可以作为微波通信、卫星通信、遥感遥测、雷达、导航、电子对抗等高功率微波应用领域中抑制干扰或噪声的谐波抑制器或可调Q值的带阻滤波器。

较佳地，第一不均匀结构可相对第二不均匀结构发生转动。基于此，转动第一或第二不均匀结构，便可改变两不均匀结构之间的初始相位差，从而使得带隙特性具有可控性，而且控制方式简单，仅需通过转动即可控制带隙特性，在此过程中无需改变或调整其他结构参数。这一特性使得本发明的电磁带隙结构更具通用性。

具体地，第一不均匀结构及第二不均匀结构的角向周期数m_b及轴向周期长度p_b分别满足如下公式：

m_b＝m_i+m_k

其中，m_i为入射波模式的角向模式指数，k_ci为入射波模式模式截止波数；m_k为与入射波产生耦合的模式的角向模式指数，k_ck为该模式的截止波数；f₀为所需的传输带隙中心频率，c₀为真空中的光速，ε_r为内外导体之间填充物的相对介电常数，μ_r为该材料的相对磁导率，π为圆周率。

具体地，第一不均匀结构为刻蚀于内导体外表面的、连续的第一螺旋凹槽，第二不均匀结构为刻蚀于填充物外表面或外导体内表面的、连续的第二螺旋凹槽，第一螺旋凹槽与第二螺旋凹槽的螺旋方向一致。其中，螺旋方向为顺时针或逆时针。

较佳地，第一螺旋凹槽与第二螺旋凹槽的纵向截面为正弦型、余弦型、半圆形或矩形。

具体地，第一不均匀结构为在内导体外表面沿着螺旋线打孔，第二不均匀结构为在填充物外表面或外导体内表面沿着螺旋线打孔。

具体地，第一不均匀结构为加载于内导体的外表面的带状螺旋导体，第二不均匀结构为加载于填充物外表面或外导体内表面的带状螺旋导体。

较佳地，螺旋导体的纵向截面为圆形或矩形。

具体地，第一不均匀结构为刻蚀于内导体外表面的、连续的螺旋凹槽，第二不均匀结构为加载于填充物外表面或外导体内表面的带状螺旋导体；第一不均匀结构为加载于内导体的外表面的带状螺旋导体，第二不均匀结构为蚀刻于内导体外表面的、连续的螺旋凹槽。

较佳地，螺旋凹槽和螺旋导体的纵向截面相同。

通过以下的描述并结合附图，本发明将变得更加清晰，这些附图用于解释本发明的实施例。

附图说明

图1是本发明同轴波导电磁带隙结构第一实施例的结构示意图。

图2是图1的纵向截面示意图。

图3a是转动图1所示外导体使得第一、第二不均匀结构的初始相位差为π时的横向界面示意图。

图3b是转动图1所示外导体使得第一、第二不均匀结构的初始相位差为π/2时的横向界面示意图。

图3c是转动图1所示外导体使得第一、第二不均匀结构的初始相位差为0时的横向界面示意图。

图4是本发明同轴波导电磁带隙结构第二实施例的结构示意图。

图5是图4的纵向截面示意图。

图6a是转动图4所示外导体使得第一、第二不均匀结构的初始相位差为π时的横向界面示意图。

图6b是转动图4所示外导体使得第一、第二不均匀结构的初始相位差为π/2时的横向界面示意图。

图6c是转动图4所示外导体使得第一、第二不均匀结构的初始相位差为0时的横向界面示意图。

图7是图4所示电磁带隙结构在初始状态时(内外导体表面所刻蚀的凹槽的初始相位差为π)入射波传输系数的幅度频率响应曲线。

图8是图5中在固定外导体的条件下，通过转动内导体使内外导体表面凹槽的初始相位差取不同值时入射波传输系数的幅度频率响应曲线。

具体实施方式

现在参考附图描述本发明的实施例，附图中类似的元件标号代表类似的元件。

为了更好地理解本发明，先对本发明带隙可控的同轴波导电磁带隙结构的工作原理做如下介绍：

本发明的电磁带隙结构其频率带隙的产生利用了不均匀同轴波导中模式耦合效应。具体而言，同轴波导在其内外导体之间(可以是内导体的外表面、外导体的内表面，也可以是填充于内外导体之间的填充物上)引入二维周期性的不均匀结构后，原来在均匀同轴波导中彼此独立传播的波导模式，就有可能在非均匀边界条件的影响下彼此间发生相互的耦合作用进而引起能量的转移。因此，从模式耦合的角度，本发明的电磁带隙结构具有频率带隙效应就可以解释为，在一定的频率范围内特定模式的入射波通过具有二维周期性的不均匀边界与另一模式的反向波之间产生强耦合，进而使入射波大部分的能量都转移至与之耦合的模式的反向波，最终使相应频率范围内入射波传输受到极大地抑制并在频谱中形成传输带隙。

从理论与实验表明，利用模式耦合产生的传输带隙其宽度、幅度等特性参数在很大程度上取决于模式之间耦合的强度，而模式耦合强度又与模式之间的耦合系数成正比。当同轴波导的内外导体表面同时引入二维周期性不均匀结构之后，模式之间的耦合系数不仅取决于内外导体表面不均匀结构的幅度，而且还决定于内外导体表面不均匀结构引入时的初始相位差Δφ(＝|φ_o-φ_i|)。

因此，依据模式耦合理论和传输带隙的控制原理，本发明的电磁带隙结构的参数设计原则以及带隙控制规则为：1)同轴波导内导体外壁以及外导体内壁平均半径的选择不仅要满足不同的应用场合对功率容量、散热能力等指标的具体要求，而且还要能够确保在所需的带隙频率范围内用于产生传输带隙的两个耦合模式能以行波模式传播。2)内外导体之间的不均匀结构的圆周方向即角向的周期数m_b应设置为

m_b＝m_i+m_k

同时，其轴向周期长度p_b应设置为

其中，m_i为入射波模式的角向模式指数，k_ci为入射波模式模式截止波数；m_k为与入射波产生耦合的模式的角向模式指数，而k_ck为该模式的截止波数；f₀为所需的传输带隙中心频率，c₀为真空中的光速，ε_r为内外导体之间填充物的相对介电常数，μ_r为该材料的相对磁导率，k_ci为的截止波；3)根据耦合模理论，同轴波导两个导体表面不均匀结构的幅度均应远小于其轴向周期长度p_b。在满足这一条件的情况下，两个导体表面不均匀结构的幅度取值越大将会使得传输带隙具有更大的幅度和宽度。另外，如两个导体表面不均匀结构的幅度两者之比选择恰当的数值，使内外导体表面不均匀结构的初始相位差为0时，在传输带隙中心频率处入射波模式与耦合模式之间的耦合系数结果为0，就可以使得传输带隙的调控范围达到最大化。需要注意的是，能够达到这一效果比值取决于不仅取决于同轴波导的结构参数以及填充物性质，还取决于参与耦合的模式参数；4)引入的二维不均匀结构在轴向上周期的数目应根据不同的应用场合对结构整体长度要求选择适合的数值。在满足长度要求的前提下，适当增加轴向周期的数目可以使传输带隙更为显著，但轴向周期的数目也不易过大否则会增加频率位于带隙外传输信号的损耗。

基于上述原理及设计原则，本发明提供了一种同轴波导二维电磁带隙结构。请参考图1，该同轴波导二维电磁带隙结构包括金属柱状内导体1、填充物2和金属空心管状外导体3。填充物2套装于内导体1，外导体3套装于填充物2，内导体1及外导体3的中心轴线位于同一直线上。进一步地，该同轴波导二维电磁带隙结构还包括设置于内导体1与外导体2之间的第一不均匀结构4及第二不均匀结构5，第一不均匀结构4及第二不均匀结构5均具有角向和轴向的二维周期性，且第一不均匀结构4可相对所述第二不均匀结构5发生转动。

具体地，在本实施例中，第一不均匀结构4为刻蚀于内导体1外表面的、连续的第一螺旋凹槽，第二不均匀结构5为刻蚀于填充物外2表面的、连续的第二螺旋凹槽，第一螺旋凹槽与第二螺旋凹槽的螺旋方向应保持一致。其中，螺旋方向沿轴向可以为顺时针或逆时针。再请参考图2，螺旋凹槽的纵向界面为余弦型。此时，同轴波导外导体内壁R_o与内导体外壁的半径R_i可分别表示为关于轴向位置z与角向(圆周方向)角度φ变化的函数

其中，k_b＝2π/p_b，a₀、b₀分别为开槽后同轴波导外导体内壁和内导体外壁的平均半径，l_o、l_i分别为外导体内壁和内导体外壁的螺旋槽幅度，φ_o、φ_i分别为外导体内壁和内导体外壁的螺旋槽的初始相位，m_b为螺旋槽的角向周期数，p_b为螺旋槽的轴向周期长度。需要说明的是，在其它实施例中，当在内导体1及填充物2上刻蚀螺旋凹槽后，其纵向界面也可以是正弦型、半圆形或矩形。

根据前述工作原理及图1、2所示的带隙结构可知，该带隙结构的传输带隙特性具有可控性，其控制方法如下：内导体1及刻蚀其上的第一不均匀结构4固定不动，转动外导体3并带动填充物2及刻蚀其上的第二不均匀结构5转动，从而使得第一不均匀结构4及第二不均匀结构5之间的初始相位差发生改变，例如图3a至3c中，初始相位差分别为π、π/2及0，进而实现了对传输带隙特性的控制。且，需要指出的是，通过转动方式控制本发明电磁带隙结构的带隙特性的过程中，当第一、第二不均匀结构之间的初始相位差为π/m_b时，带隙效应最为显著，传输带隙的宽度和幅度达到最大；而当第一、第二不均匀结构之间的初始相位差为0时，带隙效应则变得最为微弱，同时传输带隙的宽度和幅度达到最小。当然，在本发明的其它实施例中，可通过直接转动第一或第二不均匀结构来使得两者之间的初始相位差发生改变，而本实施例中所揭露了转动内外导体只是其中的一个特例而已。

再请参考图4及图5，为本发明同轴波导二维电磁带隙结构的第二实施例。该实施例与第一实施例的区别仅在于：螺旋凹槽的纵向界面为矩形。而内导体1’、填充物2’、外导体3’、第一不均匀结构4’及第二不均匀结构5’与第一实施例相同，故在此不摘赘述。而采用第一实施例的方式转动外导体3’时，第一不均匀结构4及第二不均匀结构5之间的初始相位差发生改变如图6a至6c所示，其中，图6a至6c的初始相位差分别为π、π/2及0。

需要指出的是，图4及图5中的电磁带隙结构的具体参数如下：同轴波导外导体内壁平均半径为4.7mm，内导体外壁平均半径为1.295mm；内外导体的材料均为铜，内外导体之间的填充物为聚乙烯(PE)，其相对介电常数ε_r为2.25，相对磁导率μ_r为1；用于产生传输带隙的两个耦合模式分别选为同轴波导的主模(TEM模式)以及与主模最为临近的模式(TE11模式)，带隙的中心频率设为16GHz，依据前述公式螺旋凹槽的螺距应取为7.35mm，螺旋凹槽的角向周期数应取为1；为了使传输带隙的调控范围达到最大化，外导体内表面与内导体外表面的矩形凹槽其幅度分别取为0.6mm和0.224mm，凹槽沿轴向的旋转方向均为逆时针方向，在初始状态下，内外导体表面的螺旋凹槽的初始相位差设为π；为了获得显著的带隙效应，螺旋凹槽的轴向周期数目取为20，此时结构的长度为14.7cm。

基于该具体参数的结构，图7则给出了初始状态下入射波在上述结构中传播时其传输系数(S₂₁参数)的幅频响应(即传输系数的模随频率的变化)曲线。从图中可以看出，入射波传输系数的幅频响应曲线在14.94GHz～17.18GHz范围内出现了明显的凹陷，并在频率为16.01GHz处达到极小值(其值约为-44.89dB)，在上述频率范围内入射波的传输会受到很强的抑制从而在频谱中形成传输带隙。这一结果表明了本发明的电磁带隙结构形成传输带隙的可行性。

此外，基于该具体参数的结构，按照前述的带隙控制方法，将结构的外导体固定，通过转动表面开槽的内导体来改变内外导体表面所刻蚀的凹槽的初始相位差，并设内导体旋转的角度步长为18°(π/10)。请参考图8，其给出了在内导体转动过程中随着角度的变化入射波传输系数幅频响应的改变。从图中可以发现，在内导体转动过程中内外导体表面的凹槽初始相位差由初始状态的180°开始逐渐减小，传输带隙的幅度将逐渐减小，其宽度也逐步变窄，但带隙的中心频率始终保持不变，最终当内外导体表面的凹槽初始相位差为0取为时，传输带隙完全消失。这一现象表明了本发明的电磁带隙结构其传输带隙的可控性以及带隙控制方法的可行性。

综上所述，与现有的电磁带隙结构相比，本发明不论是在实现方式还是在带隙特性上均存在显著的不同，且这些差异给本发明带来了更好的效果和明显的益处，主要体现在：1)与基于微带线的电磁带隙结构相比，本发明的电磁带隙结构基于金属波导，因此具备更高的功率容量、更低的损耗以及更好的散热能力，能够适用中大功率乃至千瓦级以上的高功率微波应用领域；2)与现有的基于方形或圆波导电磁带隙结构相比，本发明利用了同轴结构的金属波导，能够更容易与微波技术领域常用的基于同轴波导的信号传输系统集成；同时相比于采用周期性加载膜片实现带隙特性的方法，本发明的采用开槽或加载导体的方式更为简单，有利于高频应用时结构的加工制作；3)本发明的电磁带隙结构最为显著的优势在于其带隙特性具有可控性，而且控制方式简单，仅需通过转动即可控制带隙特性，在此过程中无需改变或调整其他结构参数。这一特性使得本发明的电磁带隙结构更具通用性。利用上述效果和益处，本发明的电磁带隙结构可以作为微波通信、卫星通信、遥感遥测、雷达、导航、电子对抗等高功率微波应用领域中抑制干扰或噪声的谐波抑制器或可调Q值的带阻滤波器。

此外，需要说明的是，本发明中第一及第二不均匀结构的实现方式并不限于上述文字描述及附图所示，还包括以下方式：

(1)第一不均匀结构为刻蚀于内导体外表面的、连续的第一螺旋凹槽，第二不均匀结构为刻蚀于外导体内表面的、连续的第二螺旋凹槽；

(2)钻孔方式，具体为：第一不均匀结构为在内导体外表面沿着螺旋线打孔，第二不均匀结构为在填充物外表面或外导体内表面沿着螺旋线打孔；

(3)加载导体方式，具体为：第一不均匀结构为加载于内导体的外表面的带状螺旋导体，第二不均匀结构为加载于填充物外表面或外导体内表面的带状螺旋导体；

(4)刻蚀凹槽和加载导体相结合的方式，具体为：第一不均匀结构为刻蚀于内导体外表面的、连续的螺旋凹槽，第二不均匀结构为加载于填充物外表面或外导体内表面的带状螺旋导体；第一不均匀结构为加载于内导体的外表面的带状螺旋导体，第二不均匀结构为蚀刻于内导体外表面的、连续的螺旋凹槽。且，凹槽与加载的导体的界面形状一致。

需要指出的是，当采用记载导体的方式引入不均匀结构时，本发明电磁带隙结构的参数设计原则及带隙控制原则还需要满足：所加载的导体沿轴向截面的长度应尽可能取为轴向周期长度pb的一半以使入射波模式与耦合模式之间耦合强度达到最大。

以上结合最佳实施例对本发明进行了描述，但本发明并不局限于以上揭示的实施例，而应当涵盖各种根据本发明的本质进行的修改、等效组合。

Claims

1.一种同轴波导二维电磁带隙结构，包括金属柱状内导体、填充物和金属空心管状外导体，所述填充物套装于所述内导体，所述外导体套装于所述填充物，所述内导体及外导体的中心轴线位于同一直线上，其特征在于：还包括设置于所述内导体与外导体之间的第一不均匀结构及第二不均匀结构，所述第一不均匀结构及第二不均匀结构均具有角向和轴向的二维周期性；所述第一不均匀结构可相对所述第二不均匀结构发生转动，固定所述第一不均匀结构及第二不均匀结构之一者，转动所述第一不均匀结构及第二不均匀结构之另一者以使得所述第一不均匀结构及第二不均匀结构之间的初始相位差发生改变，从而控制所述同轴波导二维电磁带隙结构的传输带隙特性。

2.如权利要求1所述的同轴波导二维电磁带隙结构，其特征在于：所述第一不均匀结构及第二不均匀结构的角向周期数m_b及轴向周期长度p_b分别满足如下公式：

m_b＝m_i+m_k

其中，m_i为入射波模式的角向模式指数，k_ci为入射波模式的截止波数；m_k为与入射波产生耦合的模式的角向模式指数，k_ck为与入射波产生耦合的模式的截止波数；f₀为所需的传输带隙中心频率，c₀为真空中的光速，ε_r为内外导体之间填充物的相对介电常数，μ_r为内外导体之间的填充物的材料的相对磁导率，π为圆周率。

3.如权利要求2所述的同轴波导二维电磁带隙结构，其特征在于：所述第一不均匀结构为刻蚀于所述内导体外表面的、连续的第一螺旋凹槽，所述第二不均匀结构为刻蚀于所述填充物外表面或所述外导体内表面的、连续的第二螺旋凹槽，所述第一螺旋凹槽与第二螺旋凹槽的螺旋方向一致。

4.如权利要求3所述的同轴波导二维电磁带隙结构，其特征在于：所述第一螺旋凹槽与第二螺旋凹槽的纵向截面为正弦型、余弦型、半圆形或矩形。

5.如权利要求2所述的同轴波导二维电磁带隙结构，其特征在于：所述第一不均匀结构为在所述内导体外表面沿着螺旋线打孔，所述第二不均匀结构为在所述填充物外表面或所述外导体内表面沿着螺旋线打孔。

6.如权利要求2所述的同轴波导二维电磁带隙结构，其特征在于：所述第一不均匀结构为加载于所述内导体的外表面的带状螺旋导体，所述第二不均匀结构为加载于所述填充物外表面或所述外导体内表面的带状螺旋导体。

7.如权利要求6所述的同轴波导二维电磁带隙结构，其特征在于：所述螺旋导体的纵向截面为圆形或矩形。

8.如权利要求2所述的同轴波导二维电磁带隙结构，其特征在于：所述第一不均匀结构为刻蚀于所述内导体外表面的、连续的螺旋凹槽，所述第二不均匀结构为加载于所述填充物外表面或所述外导体内表面的带状螺旋导体；或，所述第一不均匀结构为加载于所述内导体的外表面的带状螺旋导体，所述第二不均匀结构为蚀刻于所述内导体外表面的、连续的螺旋凹槽。

9.如权利要求8所述的同轴波导二维电磁带隙结构，其特征在于：所述螺旋凹槽和螺旋导体的纵向截面相同。