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Abstract

一种匹配储能余量的阻尼在线整定方法，属于阻尼匹配技术领域。根据虚拟同步机转子运动方程和虚拟同步机输出有功功率表达式求得电网频率与输出有功功率之间的小信号模型，得到在电网频率变化时虚拟同步机输出有功功率波形与横轴围成的面积，即储能需配置的能量。并由此提出了匹配虚拟同步机储能余量与阻尼在线整定方法。实现了储能余量与阻尼间的优化配置，为虚拟同步机技术的应用和发展提供重要的依据。

Description

一种匹配储能余量的阻尼在线整定方法
技术领域
本发明属于阻尼匹配技术领域，尤其是涉及一种匹配储能余量的阻尼在线整定方法。
背景技术
近年来，由于能源问题和环境压力的不断增大，诸如光伏发电、风力发电等分布式发电形式得到了快速发展。逆变器在电力系统的渗透率愈来愈高，导致传统电力系统结构发生了巨大的变化。为解决分布式电源接入带来的电力系统低惯性、低阻尼问题，有学者提出了虚拟同步机(Virtual Synchronous Machine,VSM)的概念，近些年对VSM的研究表明，VSM可有效增加电力系统的惯性和阻尼，抑制电力系统的振荡，增强电力系统的稳定性。而系统的惯性和阻尼需要通过储能系统提供，因而VSM的匹配储能余量的阻尼在线整定方法亟待解决。
目前国内外学者针对虚拟同步机惯量和阻尼整定方法取得的研究成果：
(1)由曾正等发表于《电力系统自动化》2015年第39卷第13期22-31页，题为“虚拟同步发电机的模型及储能单元优化配置”的论文，该论文通过理论计算，利用储能单元平抑可再生能源出力设计了虚拟同步发电机的储能单元优化配置方法，并未提出一套阻尼匹配的方法。
(2)由程冲等发表于《电力系统自动化》2015年第39卷第19期82-89页，题为“虚拟同步发电机的转子惯量自适应控制方法”，以及由JaberAlipoor等发表于《IEEE JOURNALOF EMERGING AND SELECTED TOPICS IN POWER ELECTRONICS》,2015年第3卷第2期451-458页，题为“Power System Stabilization Using Virtual Synchronous Generator WithAlternating Moment of Inertia”的文章，通过对频率的监测，实现了虚拟惯量值跟随频率实时变化，但该方法未计及阻尼因子对系统的影响，存在局限性。
(3)由M.A.Torres L等发表于《IEEE Transactions on Energy Conversion》，2014年第29卷第4期833页-840页，题为“Self-Tuning Virtual Synchronous Machine:AControl Strategy for Energy Storage Systems to Support Dynamic FrequencyControl”的文章，提出了一种通过实时监测负载侧频率的方法控制储能单元的充放电，并以此提供实时的虚拟惯量和阻尼，实现了储能系统的充放电优化控制。
综上所述，现有的研究成果未提出明确有效的匹配储能余量的阻尼在线整定方法。本发明提出了一种新的虚拟同步机储能能量配置方法，并在此基础上考虑虚拟惯量与阻尼因子等参数的配合，提出了一种匹配储能余量的阻尼在线整定方法
发明内容
本发明的目的在于提供一种匹配储能余量的阻尼在线整定方法，解决了虚拟同步机储能能量的配置及其为系统所提供阻尼大小的问题。
本发明根据虚拟同步机转子运动方程和虚拟同步机输出有功功率表达式求得频率与输出有功功率之间的小信号模型，并以此得到虚拟同步机输出有功功率变化量与横轴围成的面积，即储能需配置的能量。并由此提出了虚拟同步机匹配储能余量的阻尼在线整定方法。实现了储能能量与阻尼间的优化配置，为虚拟同步机技术的应用和发展提供重要的方法。
由附图1所示的虚拟同步机与同步发电机的等效关系图，虚拟同步机是通过控制方法实现逆变器虚拟同步运行的一种方法，为系统提供惯性和阻尼，提高系统的稳定性。包括以下步骤：
步骤1：与同步发电机类似，虚拟同步机的转子运动方程可写作：
其中Pm为机械功率；Pe为电磁功率；H为惯性时间常数；D为虚拟阻尼因子；ω虚拟转子角频率；δ为VSM功角；ωg为负载所在母线频率；ω0为额定转子角频率；VSM的极对数为1；*表示标幺值。
步骤2：对步骤1求小信号模型
步骤3：对步骤2求拉普拉斯变换
步骤4：根据附图1基本的电路定律求解VSM的输出电流
其中E为VSM的电势,U为VSM的机端电压；
步骤5：求解VSM输出的视在功率
一一对应可求得VSM输出有功功率和无功功率的表达式
*表示复数运算，P为VSM输出的有功功率，Q为VSM输出的无功功率。
步骤6：求解滤波电路的阻抗Z和阻抗角α
α＝tan-1(ωL/R)
步骤7：由步骤5中的表达式得Pe小信号模型
由于功角的变化量很小，即Δδ趋向于0，cosΔδ趋向于1，sinΔδ趋向于Δδ，上式化简为：
步骤8：对步骤7中所得表达式拉普拉斯变换
令SE＝EUsin(α-δ)/(ZSn)
步骤9：当P＝Pref，Q＝Qref时，其中Pref、Qref分别为VSM输出有功功率的参考值、输出无功功率的参考值，由步骤5中表达式可求得此时对应的VSM电势Es和VSM的功角δs：
步骤10：将步骤9中所得表达式代入步骤8中SE的表达式可得
步骤11：由步骤3、8可得
步骤12：当VSM输出功率在频率发生的阶跃时，根据步骤11中的传递函数，求得此时输出功率变化量：
步骤13：令步骤12中表达式的分母为零，求得两个极点根据D2与8Hω0SE的大小关系，极点可分为以下三种情况：D2小于8Hω0SE时，有两个实部为负的共轭复数根；D2大于8Hω0SE时，有两个不相等的负实数根；D2等于8Hω0SE时，有两个相等的负实数根。
步骤14：当步骤12中表达式有两个实部为负的共轭复极点时，对步骤12中表达式拉普拉斯反变换
步骤15：令步骤14中的表达式等于零可得，当At/(4H)＝π时，是步骤12中表达式经历从原点出发后的第一个零点，此时时间为t＝4Hπ/A，对步骤14中表达式在时间[0,4Hπ/A]范围内积分可得
步骤16：当步骤12中表达式有两个不相等的负实数极点时，对步骤12中表达式拉普拉斯反变换
步骤17：由于该种情形下，除原点外步骤19中的表达式无其他零点，故其积分时间为无穷大，为简化结果这里将积分时间设定为t＝10H，对步骤16中表达式在[0,10H]范围内积分可得
步骤18：当步骤12中表达式有两个相等的负实数根时，对步骤12中表达式拉普拉斯反变换
步骤19：由于该种情形下，除原点外步骤18中的表达式无其他零点，故其积分时间为无穷大，由此可得积分结果为:
由步骤15、步骤17、步骤19所述，所得储能余量与阻尼的数学表达式，得匹配储能余量的阻尼整定方法。
附图说明
图1虚拟同步机与同步发电机的等效关系图。
图2频率阶跃0.5Hz(0.01p.u.)时不同阻尼下的VSM输出有功功率响应图。
图3阻尼D与储能余量ΔE*间的关系。
具体实施方式
下面结合具体实例对本发明作进一步的详细说明。
例：一台额定功率Sn的50kVA的虚拟同步机，滤波电感和电阻分别为L＝2mH、R＝0.1Ω，电网电压为U＝190V，频率f0为50Hz，惯性时间常数H＝0.5s,并网功率指令值Pref和Qref分别为5kW和0var，频率波动为0.5Hz(0.01p.u.).
(1)由已知滤波电感和电阻求其阻抗及阻抗角：
(2)由已知的电网电压，并网有功功率指令值Pref和无功功率指令值Qref求得功角和电势：
(3)求同步功率系数：
(4)将上述已知的惯性时间常数H、额定转子角频率314rad/s、频率变化量-0.01p.u.及功率同步系数代入步骤13中D2和8Hω0SE可知当D＝10，D＝20，D＝30时，此时8Hω0SE为1408，可见D2始终小于8Hω0SE，满足第一种情况的要求。
(5)将上述已知的惯性时间常数H、额定转子角频率314rad/s、频率变化量0.01p.u.功率同步系数代入步骤14、15表达式可求得：
当D＝10时，ΔPe *＝0.195e-5tsin(18.083t),ΔE*＝0.014.
当D＝20时，ΔPe *＝0.222e-10tsin(15.874t),ΔE*＝0.011.
当D＝30时，ΔPe *＝0.312e-15tsin(11.296t),ΔE*＝0.010.
由此可得附图2所示的频率阶跃-0.01p.u.时不同阻尼下的VSM输出有功功率变化量的响应图，由此可见当阻尼D增大时，输出功率的第一个波形与横轴围成的面积减小，即储能配置的能量需要相应减小。
(6)将上述已知的惯性时间常数H、额定转子角频率314rad/s、频率变化量-0.01p.u.及功率同步系数代入步骤15表达式，可得能量与阻尼因子D之间的表达式：
(7)当D在0～30间变化时，作上式的图像，如附图3所示阻尼因子D与能量间的关系图，由附图3可见，当其他参数固定时，储能配置能量与阻尼因子D之间是如附图3关系。
(8)若已知储能能量为0.018时，由附图3即可得到此时对应的D＝2.66。

Claims (1)

1.一种匹配储能余量的阻尼在线整定方法，其特征在于：包括以下步骤：
步骤1：与同步发电机类似，虚拟同步机的转子运动方程可写作
其中Pm为机械功率；Pe为电磁功率；H为惯性时间常数；D为虚拟阻尼因子；ω为虚拟转子角频率；δ为VSM功角；ωg为负载所在母线频率；ω0为额定转子角频率；VSM的极对数为1；*表示标幺值；
步骤2：对步骤1求小信号模型
步骤3：对步骤2求拉普拉斯变换
步骤4：根据VSM并网连接线路阻抗及两端电压，利用基尔霍夫电压定律求解VSM的输出电流
其中E为VSM的电势,U为VSM的机端电压；
步骤5：求解VSM输出的视在功率
一一对应可求得VSM输出有功功率和无功功率的表达式
*表示复数运算，P为VSM输出的有功功率，Q为VSM输出的无功功率；
步骤6：求解滤波电路的阻抗Z和阻抗角α
α＝tan-1(ωL/R)
其中，R指的是VSM并网连接线路的电阻值，L指的是VSM并网连接线路的电感值
步骤7：由步骤5中的表达式得Pe小信号模型
其中，Sn为VSM额定容量，由于功角的变化量很小，即Δδ趋向于0，cosΔδ趋向于1，sinΔδ趋向于Δδ，步骤7中表达式化简为
步骤8：对步骤7中所得表达式拉普拉斯变换
令SE＝EUsin(α-δ)/(ZSn)
步骤9：当P＝Pref，Q＝Qref时，其中Pref、Qref分别为VSM输出有功功率的参考值、输出无功功率的参考值，由步骤5中表达式可求得此时对应的VSM电势Es和VSM的功角δs
步骤10：将步骤9中所得表达式代入步骤8中SE的表达式可得
步骤11：由步骤3、8可得
步骤12：当VSM输出功率在频率发生阶跃时，根据步骤11中的传递函数，求得此时输出功率变化量
步骤13：令步骤12中表达式的分母为零，求得两个极点根据D2与8Hω0SE的大小关系，极点可分为以下三种情况：D2小于8Hω0SE时，有两个实部为负的共轭复数根；D2大于8Hω0SE时，有两个不相等的负实数根；D2等于8Hω0SE时，有两个相等的负实数根；
步骤14：当步骤12中表达式有两个实部为负的共轭复极点时，对步骤12中表达式拉普拉斯反变换
步骤15：令步骤14中的表达式等于零可得，当At/(4H)＝π时，是步骤12中表达式经历从原点出发后的第一个零点，此时时间为t＝4Hπ/A，对步骤14中表达式在时间[0,4Hπ/A]范围内积分可得
步骤16：当步骤12中表达式有两个不相等的负实数极点时，对步骤12中表达式拉普拉斯反变换
步骤17：由于该种情形下，除原点外步骤16中的表达式无其他零点，故其积分时间为无穷大，为简化结果这里将积分时间设定为t＝10H，对步骤16中表达式在[0,10H]范围内积分可得
步骤18：当步骤12中表达式有两个相等的负实数根时，对步骤12中表达式拉普拉斯反变换
步骤19：由于该种情形下，除原点外步骤18中的表达式无其他零点，故其积分时间为无穷大，由此可得积分结果为
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