CN105897012A - 一种用于能量获取的双周期转换电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于能量获取的双周期转换电路，由两级构成，第一级为负压转换器，第二级为有源二极管；负压转换器，将传感器交流信号的负振幅转换为正振幅，其中PMOS采用衬底偏置设计，用于降低导通电阻；有源二极管，采用共栅级比较器结构，在保证增益、带宽同时，用于降低系统的电源电压。本发明目的在于减少比较器的个数，降低整体电路的工作电压和功耗，提高电压转换效率和能量转换效率，满足微能量获取系统的低压低功耗的要求。本发明通过降低比较器的工作电压，降低了整体工作电压，使电路适用于能量获取系统；两级的整流结构可以减少比较器个数，降低了整体功耗，提高了能量转换效率；双周期控制减少了开路时间内的能量损失。

Description

一种用于能量获取的双周期转换电路

技术领域

本发明属于微电子技术领域，尤其涉及一种用于能量获取的双周期转换电路。

背景技术

近年来无线技术和传感技术快速发展，微电子系统尺寸越来越小，功耗越来越低。随着微电子设备应用环境的日益复杂化和应用领域的多样化，人们对器件各方面的性能提出了更高的要求，尤其是系统的可持续性。传统电池由于寿命短，储存能量有限以及化学毒性污染严重等缺陷，使其在微电子系统的应用中受到限制，在一些人类无法到达，无法接触的环境下，传统化学电池的更换几乎难以实现，供电持续性难以保证。因此，与能量获取相关的微型能源技术受到广泛的关注。相比于传统的电池供电，能量获取技术可以将周围环境的能量转换为用电设备所需的电能，极大地扩展了设备的应用范围。所谓能量获取是指利用传感器，从周围环境中的光、热、风、振动等能量源获取能量。其中振动能普遍存在，具有相对高的能量密度，且没有污染，因此应用最为广泛。由于能量获取系统所得到的电能电压小、能量密度低、输出为交流信号，所以需要采用后续的接口电路进行升压、整流，才能给设备供电。传统的整流电路是采用二极管整流。普通PN结二极管的导通电压在0.7V左右，不能满足低压系统的要求；并且，在集成电路中，单一PN结有会有以下问题：1)PN结形成的寄生双极器件极易导致闩锁效应；2)低转换速度，不适合在MHz的频率下工作。综上，出现了二极管连接的MOS管代替PN结二极管，可以实现单向导通的功能，同时解决PN结二极管的闩锁效应和低转换速率问题；然而，即便可以采用衬底偏置电路，如自举电容、衬源偏置电路等方式减小MOS管的阈值电压，其压降相比于PN结二极管有所下降，但依然难以满足低压的要求。有源二极管的出现解决了整流过程中的压降问题。有源二极管的目标是实现理想二极管，即在正向偏置时消除压降，反向偏置时完全阻断电流。

现有的有源整流器一般需要较多的比较器，且比较器的工作电压较高，功耗大，无法实现自供电，无法满足能量获取系统低压低功耗的要求。现有的开关控制方式是单周期控制，在开关断开期间传感器的输出能量浪费严重影响了整流器的能量转换效率。

发明内容

本发明的目的在于提供一种用于能量获取的双周期转换电路，旨在解决现有的有源整流器存在的需要较多比较器，比较器工作电压较高，功耗大，无法实现自供电，无法满足能量获取系统低压低功耗的要求，开关控制方式在开关断开期间传感器的输出能量浪费严重影响了整流器能量转换效率的问题。

本发明是这样实现的，一种用于能量获取的双周期转换电路，所述用于能量获取的双周期转换电路由两级构成，第一级为负压转换器，第二级为有源二极管；

负压转换器，PMOS采用衬底偏置设计，用于降低导通电阻，将传感器交流信号的负振幅转换为正振幅；

有源二极管，采用共栅级比较器结构，在保证增益、带宽的同时，用于降低系统的电源电压。

进一步，所述负压转换器由PMOS管MP1、MP2和NMOS管MN1、MN2组成；

负压转换器的PMOS具有衬底偏置电路，包括MN3、MP3；

MN1的源端和衬底接地，MN1的漏端为所述负压转换器的正输入端，MN1的栅端为所述负压转换器的负输入端；

MN2的源端和衬底接地，MN2的漏端为所述负压转换器的负输入端，MN2的栅端为所述负压转换器的正输入端；

MN3的源端连接到GND，MN3的漏端与MP3的漏端和栅端相连，MN3的栅端连接到MP3的源端，即整体电路的输出端，MN3的衬底连接到GND；

MP1的源端连接到负压转换器的正输入端，MP1的漏端与MP2的漏端相连，作为负压转换器的输出端，MP1的栅极连接到负压转换器的负输入端，MP1的衬底连接到MP3的栅端和漏端；

MP2的源端连接到负压转换器的负输入端，MP2的漏端与MP1的漏端相连，作为负压转换器的输出端，MP2的栅端连接到负压转换器的正输入端，MP2的衬底与MP1的衬底相连；

MP3的源端接整个电路的输出端，即S3的漏端，MP3的漏端与MN3的漏端相连，MP3的栅端与MP3的漏端、MN3的漏端相连，MP3的衬底与MP3的源端相连。

进一步，所述负压转换器采用双周期控制方式，具有两个储能电容及两个控制信号，可以分时对储能电容充电。

进一步，所述有源二极管由PMOS管P1、P2、P3、S1、S2、S3、S4，NMOS管N1、N2、N3，电阻R1、R2、RL和电容C1、C2组成；

P1的源端为比较器的反相输入端，P1的栅端与P1的漏端和P2的栅端相连；

P2的源端作为比较器的正向输入端，P2的栅端与P1的栅端和P1的漏端相连，P2的漏端与N2的漏端相连作为比较器的输出；

N1的源端与N2的源端都接GND，N1的漏端与P1的漏端和栅端相连，N1的栅端与N2的栅端相连，共同连接第一级负压转换器的输出；

N2的源端与N1的源端都接GND，N2的漏端与P2的漏端相连，作为比较器的输出端，N2的栅端与N1的栅端共同连接第一级负压转换器的输出；

P3的源端连接到P2的源端，P3的漏端接N3的漏端和S2的栅端，P3的栅端接比较器的输出，即P2、N2的漏端；

N3的源端接GND，N3的漏端与P3的漏端相连，N3的栅端接比较器的输出，即P2、N2的漏端；

S1的源端接负压比较器的输出，即P1的源端，S2的漏端接比较器的正向输入端即P2的源端，S2的栅极接比较器的输出，即P2、N2的漏端；

S2的源端接R1的一端，R1的另一端接第一级负压比较器的输出，S2的漏端接C2，C2的另一端连接到GND，S2的栅端接P3、N3的漏端；

S3的源端接比较器的正向输入端，即P2的源端，S3的漏端与RL的一端相连，作为整个电路的输出端，RL的另一端连接到GND，S3的栅端接P3、N3的漏端；

S4的源端接S2的漏端，S4的漏端与S3的漏端相连，S4的栅端与比较器的输出，即P2、N2的漏端相连；

有源二极管电路中的PMOS管P1、P2、P3、S1、S2、S3、S4的衬底均连接到各自的源端；

有源二极管电路中的NMOS管N1、N2、N3的衬底均连接到GND；

电容C1的一端连接到GND，一端连接R2，R2的另一端连接到比较器的正输入端，即P2的源端。

进一步，所述有源二极管采用共栅级结构，第一级负压转换器的输出及储能电容作为输入同时也作为电源。

本发明提供的用于能量获取的双周期转换电路，可以有效地将从周围环境中获取的能量转换为可直接为电子设备供电的直流电压，完成AC-DC转换，同时具有较高的能量利用率，电路由两级构成，第一级为负压转换器，减少了比较器的个数，其中，PMOS采用衬底偏置设计有效降低了导通电阻；第二级为有源二极管，采用共栅级比较器结构，在保证增益、带宽的同时，降低了系统的电源电压，从而减少功耗，并采用自供电设计，提高了转换效率；本发明采用双周期控制，消除了开路时间内的功率损失，提高了能量利用率；同时具备以下特征：输入电压低，输出波纹小，转换效率高。

本发明的目的在于减少比较器的个数，降低整体电路的工作电压和功耗，提高电压转换效率和能量转换效率，满足微能量获取系统的低压低功耗的要求。本发明通过降低比较器的工作电压，降低了整体的工作电压，使电路适用于能量获取系统；两级的整流结构可以减少比较器的个数，降低了整体功耗，提高了能量转换效率；双周期控制减少了开路时间内的能量损失。

本发明采用了两级结构，第一级负压转换器的使用减小了有源二极管的个数，从而减小了比较器的个数，降低了整体功耗；比较器采用了共栅级的连接方式，在满足增益和失调的前提下，减小了工作电压，不需要额外提供偏置和电压源，从而使整体电路可以满足自供电的要求；在第一级的负压转换器中，对PMOS的衬底加了偏置电压，通过减小PMOS的阈值，达到减小其导通电阻的目的，从而降低了整体电路的电压损失，提高了电压转换效率；本发明采用了双周期控制方式，输出由两个储能电容C1、C2供电；在主输出电容C1到达高阈值点，开关断开时，输入对C2进行充电，节省了断开时间的能量损失，提高了能量转换效率。

附图说明

图1是本发明实施例提供的用于能量获取的双周期转换电路结构示意图。

图2是本发明实施例提供的第一级负压转换器电路示意图。

图3是本发明实施例提供的有源二极管开关电路示意图。

图中：1、负压转换器；2、有源二极管；3、比较器；4、PMOS开关；5、储能元件。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

本发明的转换接口电路是基于有源二极管设计的用于微能量获取的双周期转换接口电路，其输入信号振幅小、能量低，具有高电压转换效率和能量转换效率。

下面结合附图对本发明的应用原理作详细的描述。

如图1所示，本发明实施例的用于微能量获取的双周期转换接口电路，其主要结构分为两级，负压转换器1、有源二极管2、比较器3、PMOS开关4、储能元件5。

负压转换器，PMOS采用衬底偏置设计，用于降低导通电阻；将传感器交流信号的负振幅转换为正振幅；

有源二极管，采用共栅级比较器结构，在保证增益、带宽的同时，用于降低系统的电源电压；

一、负压转换器

参照图2，负压转换器电路包括实现功能的4个标准MOS管MN1、MN2、MP1、MP2，以及为PMOS提供衬底偏压的MP3、MN3，其中MOS管MN1、MP1的漏端和栅端分别连接Vin的正、负输入端，MN2、MP2的漏端和栅端分别连接Vin的负、正输入端，MN1、MN2的源端相连并连接到GND，MP1、MP2的漏端相连，作为负压转换器的输出；为了避免闩锁效应，MN1、MN2的衬底连接到GND；MP1、MP2的衬底连接到由MP3、MN3产生的偏置电压，即MP3的栅端和漏端；MP3的源端和衬底、MN3的栅端接整体电路的输出电压，MP3连接成二极管接法，即栅漏相接，并连接到MN3的漏端，MN3的衬底及源端接GND。

当输入电压V1-V2为正时，MN1、MP2均截止。当V1-V2小于MN2的阈值电压、MP1的阈值电压绝对值时，MN2、MP1截止。随着输入电压增大，V1-V2大于MN2的阈值电压、MP1的阈值电压绝对值，此时MN2、MP1导通。节点1通过MP1连接到输出VAUX，节点2通过MN2被拉至GND。同样，当输入电压V2-V1为正时，MN2、MP1均截止。当V2-V1小于MN1阈值电压、MP2的阈值电压绝对值时，MN1、MP2截止。随着输入电压增大，V2-V1大于MN1的阈值电压、MP2的阈值电压绝对值，此时MN1、MP2导通。节点1通过MN1被拉至GND，节点2通过MP2连接到输出VAUX。

在一个整流周期内，电路的整体压降均为I(R_ONn+R_ONp)，其中R_ONn和R_ONp分别为NMOS和PMOS的导通电阻。对于低电压整流器设计，低电压降是取得高电压转换效率所必需的，电阻公式详见式(1)：

$R_{ON}=\frac{1}{{\mathrm{\μ}}_n{c}_{ox}\frac{W}{L}(V_{GS}-V_{TH})}---\left(1\right)$

由式(1)可知，有两种方法可以减小导通电阻，分别为：

1)增大MOS管的宽长比，但是这一做法会增大面积。

2)MOS管的阈值电压公式为：

$V_{th}=V_{th0}+\mathrm{\γ}(\sqrt{|2{\mathrm{\φ}}_F-V_{BS}|}-\sqrt{2{\mathrm{\φ}}_F})---\left(2\right)$

由式(2)可知，可以通过外加偏置电压来改变MOS管的阈值电压。为了防止闩锁效应，NMOS管MN1、MN2的衬底必须要接最低点电位，即GND；PMOS管MP1、MP2的衬底端连接由MN3、MP3构成的偏置电路，可以有效减小其导通电阻。

负压转换器可以减少有源二极管的个数，降低功耗，减小芯片面积，增加能量利用率。

二、有源二极管

参照图3，有源二极管包括P1、P2、N1、N2四个管子组成的比较器，P3、N3组成的反相器，四个PMOS开关管S1、S2、S3、S4，以及电阻R1、R2、R_L，电容C1、C2。

P1、P2的源端作为比较器的输入，分别连接负压转换器的输出和储能电容C1的一端，比较第一级输出和储能电容电压大小以判定开关管的导通或截止。P1、P2的栅端相连组成电流镜结构，P2、N2的漏端作为比较器的输出，并接由P3、N3组成的反相器，产生另一控制信号；N1、N2作为比较器的负载，其偏压由第一级负压转换器的输出提供。

上述比较器采用了共栅级架构，结构简单，实现了失调电压的预控制，避免了失调电压引起的开关管关断时间推迟或提前造成的电流回流，提高了能量转换效率。同时具有高增益、高输入阻抗、高输出阻抗，传输延时小，转换速率快，可以驱动面积较大的PMOS开关管，不会因为延时过大造成开关管关断时间的推迟，引起电流回流、充电时间减少，而降低输出电平。上述比较器无需米勒补偿电容，可达到较宽带宽，寄生效应小，适用于较宽频率范围的能量获取系统。其负载由第一级输出供电，当第一级输出摆幅过低时，比较器停止工作，开关管断开；工作电压低，消耗的电压余度低，满足低压低功耗以及自供电要求。

相比于传统的单周期控制方式，本实施例采用了双周期控制，可以减小开路时浪费的功率，提高能量转换效率，同时减小输出波纹。其中开关状态具体如表1所示：当VAUX大于VOUT1时，比较器输出Va为低电平，Vb为高电平，开关S1、S4导通，此时VAUX对C1充电，VOUT2作为输出；当VAUX小于VOUT1时，比较器输出电平Va为高，Vb为低，此时开关S2、S3导通，VAUX对C2充电，VOUT1作为输出。

表1有源二极管中开关状态对应表

Va

Vb

S1

S2

S3

S4

VOUT

VAUX>VOUT1

1

0

ON

OFF

OFF

ON

VOUT2

VAUX<VOUT1

0

1

OFF

ON

ON

OFF

VOUT1

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种用于能量获取的双周期转换电路，其特征在于，所述用于能量获取的双周期转换电路由两级构成，第一级为负压转换器，第二级为有源二极管；

负压转换器，将传感器交流信号的负振幅转换为正振幅，其中PMOS采用衬底偏置设计，用于降低导通电阻；

有源二极管，采用共栅级比较器结构，在保证增益、带宽的同时，用于降低系统的电源电压。

2.如权利要求1所述的用于能量获取的双周期转换电路，其特征在于，所述负压转换器由PMOS管MP1、MP2和NMOS管MN1、MN2组成；

负压转换器的PMOS具有衬底偏置电路，包括MN3、MP3；

MN1的源端和衬底接地，MN1的漏端为所述负压转换器的正输入端，MN1的栅端为所述负压转换器的负输入端；

MN2的源端和衬底接地，MN2的漏端为所述负压转换器的负输入端，MN2的栅端为所述负压转换器的正输入端；

MN3的源端连接到GND，MN3的漏端与MP3的漏端和栅端相连，MN3的栅端连接到MP3的源端，即整体电路的输出端，MN3的衬底连接到GND；

MP1的源端连接到负压转换器的正输入端，MP1的漏端与MP2的漏端相连，作为负压转换器的输出端，MP1的栅极连接到负压转换器的负输入端，MP1的衬底连接到MP3的栅端和漏端；

MP2的源端连接到负压转换器的负输入端，MP2的漏端与MP1的漏端相连，作为负压转换器的输出端，MP2的栅端连接到负压转换器的正输入端，MP2的衬底与MP1的衬底相连；

MP3的源端接整个电路的输出端，即S3的漏端，MP3的漏端与MN3的漏端相连，MP3的栅端与MP3的漏端、MN3的漏端相连，MP3的衬底与MP3的源端相连。

3.如权利要求1所述的用于能量获取的双周期转换电路，其特征在于，所述负压转换器采用双周期控制方式，具有两个储能电容及两个控制信号，可以分时对储能电容充电。

4.如权利要求1所述的用于能量获取的双周期转换电路，其特征在于，所述有源二极管由PMOS管P1、P2、P3、S1、S2、S3、S4，NMOS管N1、N2、N3，电阻R1、R2、RL和电容C1、C2组成；

P1的源端为比较器的反相输入端，P1的栅端与P1的漏端和P2的栅端相连；

P2的源端作为比较器的正向输入端，P2的栅端与P1的栅端和P1的漏端相连，P2的漏端与N2的漏端相连作为比较器的输出；

N1的源端与N2的源端都接GND，N1的漏端与P1的漏端和栅端相连，N1的栅端与N2的栅端相连，共同连接第一级负压转换器的输出；

N2的源端与N1的源端都接GND，N2的漏端与P2的漏端相连，作为比较器的输出端，N2的栅端与N1的栅端共同连接第一级负压转换器的输出；

P3的源端连接到P2的源端，P3的漏端接N3的漏端和S2的栅端，P3的栅端接比较器的输出，即P2、N2的漏端；

N3的源端接GND，N3的漏端与P3的漏端相连，N3的栅端接比较器的输出，即P2、N2的漏端；

S1的源端接负压比较器的输出，即P1的源端，S2的漏端接比较器的正向输入端即P2的源端，S2的栅极接比较器的输出，即P2、N2的漏端；

S2的源端接R1的一端，R1的另一端接第一级负压比较器的输出，S2的漏端接C2，C2的另一端连接到GND，S2的栅端接P3、N3的漏端；

S3的源端接比较器的正向输入端，即P2的源端，S3的漏端与RL的一端相连，作为整个电路的输出端，RL的另一端连接到GND，S3的栅端接P3、N3的漏端；

S4的源端接S2的漏端，S4的漏端与S3的漏端相连，S4的栅端与比较器的输出，即P2、N2的漏端相连；

有源二极管电路中的PMOS管P1、P2、P3、S1、S2、S3、S4的衬底均连接到各自的源端；

有源二极管电路中的NMOS管N1、N2、N3的衬底均连接到GND；

电容C1的一端连接到GND，一端连接R2，R2的另一端连接到比较器的正输入端，即P2的源端。

5.如权利要求1所述的用于能量获取的双周期转换电路，其特征在于，所述有源二极管比较器采用共栅级结构，第一级负压转换器的输出及储能电容作为输入同时也作为供电电源。