CN105871368A - 一种用于rs422总线的脉冲输出电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种用于RS422总线的脉冲输出电路，该电路包括隔离变压电路，隔离变压电路包括隔离变压器和与隔离变压器初级线圈串联的耦合电容C_C；该装置还包括与隔离变压器初级线圈串联的驱动隔离电路和与隔离变压器次级线圈串联脉冲信号输出端口。本发明所述技术方案，通过采用6N13X光耦作为驱动隔离电路实现一级驱动隔离，采用隔离变压器方式实现二级隔离，并且采用6N13X光耦串联隔离变压器，保证了信号的传输速率，增加信号传输系统的安全性，保证了信号的有效性和可靠行，通过模块级联确保主控芯片安全，不会因为功率部分故障影响控制部分性能。解决以往RS422总线的脉冲单隔离电路导致电路损坏的问题。

Description

一种用于RS422总线的脉冲输出电路

技术领域

本发明涉及电路。更具体地，涉及一种用于RS422总线的脉冲输出电路。

背景技术

在自动化测试系统中，RS422总线是重要的弹地通讯串行总线，弹地通讯为导弹和地面设备通讯。目前，RS422总线的脉冲隔离电路采用单隔离电路，当大电流涌入时，可能会造成芯片级的损坏，给自动测试设备带来严重的损失。

因此，需要提供一种用于RS422总线的脉冲输出电路。

发明内容

本发明的目的在于提供一种用于RS422总线的脉冲输出电路。

为达到上述目的，本发明采用下述技术方案：

一种用于RS422总线的脉冲输出电路，其特征在于，该电路包括隔离变压电路，所述隔离变压电路包括隔离变压器和与隔离变压器初级线圈串联的耦合电容C_C；该装置还包括与所述隔离变压器初级线圈串联的驱动隔离电路和与所述隔离变压器次级线圈串联脉冲信号输出端口。

优选地，驱动隔离电路采用6N13X型光耦。

优选地，与隔离变压器初级线圈串联的耦合电容取值0.5uF，耦合电容电压的稳态值是：

V_C＝D·V_DRV

公式中，D为占空比，V_DRV为谐振回路的电压值。

优选地，隔离变压电路还包括与耦合电容C_C串联的电阻R_C，所述电阻R_C的阻值由谐振回路的特性阻抗决定，计算公式如下：

$R_C\≥2\·\sqrt{\frac{L_M}{C_C}}$

公式中，L_M为谐振回路的总电感。

优选地，隔离变压电路还包括与隔离变压器次级线圈并联的电阻R_GS。

优选地，隔离变压电路中耦合电容C_C电压的调节速度τ可由下面的公式估算出：

$\mathrm{\τ}=\frac{2\·\mathrm{\π}\·f_{\mathrm{DRV}}\·L_M\·R_{\mathrm{GS}}\·C_C}{2\·\mathrm{\π}\·f_{\mathrm{DRV}}\·L_M+R_{\mathrm{GS}}}$

公式中，f_DRV为谐振频率，L_M为谐振回路的总电感。

优选地，隔离变压电路中的隔离变压器为栅极驱动变压器，所述栅极驱动变压器内部耦合电容C_C2和栅极驱动变压器的初级线圈的内部耦合电容C_C1的计算公式分别为：

$C_{C2}=\frac{Q_G}{\mathrm{\Δ}{V}_{C2}}+\frac{(V_{\mathrm{DRV}}-V_{\mathrm{DC}2,\mathrm{FW}})\·D_{\mathrm{MAX}}}{\mathrm{\Δ}{V}_{C2}\·R_{\mathrm{GS}}\·f_{\mathrm{DRV}}}$

$C_{C1}=\frac{Q_G}{\mathrm{\Δ}{V}_{C1}}+\frac{(V_{\mathrm{DRV}}-V_{\mathrm{DC}2,\mathrm{FW}})\·D}{\mathrm{\Δ}{V}_{C1}\·R_{\mathrm{GS}}\·f_{\mathrm{DRV}}}+\frac{V_{\mathrm{DVR}}\·(D^2-D^3)}{\mathrm{\Δ}{V}_{C1}\·4\·L_M\·f_{\mathrm{DRV}}^2}$

公式中，Q_G为主MOSFET的栅极带电量，ΔV_C2为内部耦合电容C_C2的电压波动量，ΔV_C1为内部耦合电容C_C1的电压波动量，V_DRV为谐振回路的电压值，V_DC2,FW为内部耦合电容C_C2两端对地的电压值，D为占空比，D_MAX为最大占空比，f_DRV为谐振频率，L_M为谐振回路的总电感。

优选地，隔离变压电路中栅极驱动变压器的初级线圈的匝数N_P的计算公式为：

$N_P=\frac{V_{\mathrm{TR}}\·t}{\mathrm{\ΔB}\·A_e}$

公式中，V_TR是通过初级线圈的电压，t是指脉冲的持续时间，ΔB是指t时间内峰峰值的变化，A_e是指选出的磁芯的等效横截面。

本发明的有益效果如下：

本发明所述技术方案，通过采用6N13X光耦实现一级驱动隔离，采用隔离变压器方式二次隔离，并且采用6N13X光耦串联隔离变压器，保证了信号的传输速率，增加信号传输系统的安全性，保证了信号的有效性和可靠行，通过模块级联确保主控芯片安全，不会因为功率部分故障影响控制部分性能。解决以往RS422总线的脉冲单隔离电路导致电路损坏的问题。

附图说明

下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步详细的说明。

图1示出用于RS422总线的脉冲输出电路示意图。

图2示出6N13X型光耦内部结构示意图。

图3示出6N13X型光耦的典型应用电路示意图。

图4示出隔离变压器基本电路示意图。

图5示出磁化电路电流成分示意图。

具体实施方式

为了更清楚地说明本发明，下面结合优选实施例和附图对本发明做进一步的说明。附图中相似的部件以相同的附图标记进行表示。本领域技术人员应当理解，下面所具体描述的内容是说明性的而非限制性的，不应以此限制本发明的保护范围。

如图1所示，本实施例提供的用于RS422总线的脉冲输出电路，包括：内部光耦和隔离变压器。采用光耦隔离控制信号与脉冲变压器级联方式控制内部光耦中的光敏三极管导通，实现负脉冲信号输出用于驱动外部光耦；

其中

内部光耦部分：

如图2所示，内部光耦采用6N13x系列光耦，其最大输入电流，低电平时250uA，最大输入电流，高电平时15mA，最大允许低电平电压(输出高)：0.8v，最大允许高电平电压：Vcc，最大电源电压、输出：5.5V，扇出(TTL负载)：8个(最多)，工作温度范围：-40℃to+85℃。

如图3所示，光耦隔离器6N13X，输入端属于模块I，输出端可以得到反相或同相逻辑传输，其中RF为限流电阻。发光二极管正向电流0-250μA，光敏管不导通；发光二极管正向压降1.2-1.7V(典型1.4V)，正向电流6.3-15mA，光敏管导通。本实施例采用TTL电平输入，Vcc1为5V时，电阻RF可选500Ω左右。如果不加限流电阻或阻值很小，6N13X仍能工作，但发光二极管导通电流很大对Vcc1有较大冲击，尤其是数字波形较陡时，上升、下降沿的频谱很宽，会造成相当大的尖峰脉冲噪声，而通常印刷电路板的分布电感会使地线吸收不了这种噪声，其峰-峰值可达100mV以上，足以使模拟电路产生自激。所以在可能的情况下，电阻RF值应尽量取大。

输出端由模块II供电，Vcc2＝4.5～5.5V。在Vcc2(脚8)和地(脚5)之间必须接一个0.1μF高频特性良好的电容，如瓷介质或钽电容，而且应尽量放在脚5和脚8附近(不要超过1cm)。这个电容可以吸收电源线上的纹波，又可以减小光电隔离器接受端开关工作时对电源的冲击。脚7是使能端，当它在0-0.8V时强制输出为高(开路)；当它在2.0V-Vcc2时允许接收端工作。

脚6是集电极开路输出端，通常加上拉电阻RL。虽然输出低电平时可吸收电路达13mA，但仍应当根据后级输入电路的需要选择阻值。因为电阻太小会使6N137耗电增大，加大对电源的冲击，使旁路电容无法吸收，而干扰整个模块的电源，甚至把尖峰噪声带到地线上。一般可选4.7kΩ，若后级是TTL输入电路，且只有1到2个负载，则用47kΩ或15kΩ也行。CL是输出负载的等效电容，它和RL影响器件的响应时间，当RL＝350Ω，CL＝15pF时，响应延迟为25-75ns。

隔离变压器部分：

驱动电路和单一输出脉宽调制PWM控制器相互协调构成主MOSFET源极，共同驱动高边开关，如图4所示就是一个基本的电路，主MOSFET源极输入端与内部光耦6N13X的输出端V0连接。

耦合电容C_C和栅极驱动变压器的初级线圈串联来为磁化的磁芯提供复位电压。如果没有这个电容，就会有一个取决于通过线圈的直流电压的占空比，变压器也会变得饱和。

耦合电容C_C的直流电压像交流耦合直接驱动中展示的那样生成，耦合电容C_C电压的稳态值是：

V_C＝D·V_DRV

像交流耦合直接驱动一样，实际的栅极驱动电压V_C随着占空比而变化。另外，突然地占空比变化会在栅极驱动变压器和耦合电容旁边产生L-C谐振回路。大多数情况下，这个L-C谐振可以通过给C_C串联一个小电阻R_C就可以得到缓解，C_C一般取值0.5uF。L_M为谐振回路的总电感。R_C的阻值由谐振回路的特性阻抗决定，计算公式如下：

$R_C\≥2\·\sqrt{\frac{L_M}{C_C}}$

公式中：

L_M：谐振回路的总电感。

上面的公式中R_C的值等价于包括PWM驱动器的输出阻抗的串联电阻。此外，要考虑到耦合电容电压中的准确的衰减反馈或许需要不合理的阻值。这可能会限制栅极电流，最终导致主开关的开关速度受到限制。另一方面，欠阻尼的反馈可能会导致谐振期间不可接受的通过栅极和源极端的电压。

这个电流的产物V_C有两种成分，变压器的磁化电流以及流通在连接栅极和主MOSFET的源极的电阻中的电流。因此，启动和瞬态时间常数支配着耦合电容电压的调节速度，耦合电容C_C电压的调节速度τ可由下面的公式估算出：

$\mathrm{\τ}=\frac{2\·\mathrm{\π}\·f_{\mathrm{DRV}}\·L_M\·R_{\mathrm{GS}}\·C_C}{2\·\mathrm{\π}\·f_{\mathrm{DRV}}\·L_M+R_{\mathrm{GS}}}$

公式中：

f_DRV:谐振频率

L_M：谐振回路的总电感。

与隔离变压器次级线圈并联的电阻R_GS起续流作用，当次级线圈在通过电流时，会在其两端产生感应电动势。当电流消失时，其感应电动势会对电路中的原件产生反向电压。当反向电压高于原件的反向击穿电压时，会把原件如三极管，等造成损坏。在次级线圈中并联一个电阻R_GS，当次级线圈断电，其中的电流消失时，线圈产生的感应电动势通过这个电阻和线圈构成的回路做功而消耗掉。从而保护了电路中的其它元器件的安全。

磁化部分对驱动器的网络电流以及方向有另外一个重大的影响。图5展示了电路中的不同的电流成分，以及这些电流成分的和，其中I_OUT必须由驱动器，即主MOSFET源极提供。

1)栅极驱动变压器内部耦合电容C_C2和栅极驱动变压器的初级线圈的内部耦合电容C_C1的计算

耦合电容值的计算是建立在最大的波动电压和先前交流耦合电路描述的稳态工作时通过电容的电荷量的基础上的，C_C2的方程式跟直接耦合栅极驱动电路中的那个计算类似。耦合电栅极驱动变压器内部耦合电容C_C2和栅极驱动变压器的初级线圈的内部耦合电容C_C1。

波动有两种成分，一种跟主MOSFET的栅极电荷有关，另一个是与栅极下拉电阻中的电流有关：

$C_{C2}=\frac{Q_G}{\mathrm{\Δ}{V}_{C2}}+\frac{(V_{\mathrm{DRV}}-V_{\mathrm{DC}2,\mathrm{FW}})\·D_{\mathrm{MAX}}}{\mathrm{\Δ}{V}_{C2}\·R_{\mathrm{GS}}\·f_{\mathrm{DRV}}}$

公式中：

Q_G：主MOSFET的栅极带电量

ΔV_C2:内部耦合电容C_C2的电压波动量

V_DRV：谐振回路的电压值

V_DC2,FW：内部耦合电容C_C2两端对地的电压值

D_MAX：最大占空比

f_DRV:谐振频率。

当开关有最大的导通时间的时候，它也有了最大值，也就是在最大占空比的时候取最大值。在初级线圈部分，栅极驱动变压器的耦合电容磁化电流产生了另外的波动成分。它的影响反应在下面的方程式上，这个方程式也可以用来计算初级线圈的内部耦合电容C_C1：

$C_{C1}=\frac{Q_G}{\mathrm{\Δ}{V}_{C1}}+\frac{(V_{\mathrm{DRV}}-V_{\mathrm{DC}2,\mathrm{FW}})\·D}{\mathrm{\Δ}{V}_{C1}\·R_{\mathrm{GS}}\·f_{\mathrm{DRV}}}+\frac{V_{\mathrm{DVR}}\·(D^2-D^3)}{\mathrm{\Δ}{V}_{C1}\·4\·L_M\·f_{\mathrm{DRV}}^2}$

公式中：

Q_G：主MOSFET的栅极带电量

ΔV_C1:内部耦合电容C_C1的电压波动量

V_DRV：谐振回路的电压值

V_DC2,FW：电容C_C2两端对地的电压值

f_DRV:谐振频率

D：占空比

L_M：谐振回路的总电感。

可以保证在各种条件下保持在目标波动电压之下的最小的电容值可以通过确定上面表达式的最大值来得到。不同占空比下的最大值取决于实际的设计参数以及元件值。大多数实际情况下，它会下降到D＝0.6到D＝0.8范围内。

另外还要注意出现在主MOSFET晶体管栅极的总的波动电压，ΔV_C1+ΔV_C2。当需要特定的波动电压和栅极压降的时候，它必须分离到两个内部耦合电容之间。

2)栅极驱动变压器的设计

栅极驱动变压器的作用是用来传递以地为参考的栅极激励脉冲，使它通过比较大的势差来调解变动的驱动。像所有的变压器一样，它也可以缩放电压，尽管它很少这样被要求。它操控很低的能量但是很高的峰值电流来驱动功率场效应晶体管的栅极。栅极驱动变压器被像脉宽调制PWM占空比功能的可变的脉冲宽度来驱动，振幅的固定或者是变动取决于电路排布。在单端电流模式电路中栅极驱动变压器是交流耦合，磁化部分产生了振幅可变的脉冲。双端引线安排，像半桥式应用中，用振幅固定的信号来驱动栅极驱动变压器。所有情况下，栅极驱动变压器在B-H曲线的第一象限和第三象限都工作。

栅极驱动变压器的设计类似于电源变压器的设计，通常只有一种匝比，由于功耗而造成的温升通常可以忽略。因此，设计以磁芯的选择开始。栅极驱动变压器的磁芯形状可以包括环形、RM、P或者类似的形状。磁芯材料是高透磁率的铁酸盐，这样可以使磁化电感值达到最大，同时磁化电流达到最小。经验丰富的设计者可以通过经验来选择磁芯的尺寸，或许也可以像电源变压器设计中要求的那样根据产品的估计区域来选择。磁芯选择完成之后，初级线圈的匝数就可以通过下面的公式来计算：

$N_P=\frac{V_{\mathrm{TR}}\·t}{\mathrm{\ΔB}\·A_e}$

其中V_TR是通过初级线圈的电压，t是指脉冲的持续时间，ΔB是指t时间内峰峰值的变化，A_e是指选出的磁芯的等效横截面。

显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定，对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动，这里无法对所有的实施方式予以穷举，凡是属于本发明的技术方案所引伸出的显而易见的变化或变动仍处于本发明的保护范围之列。

Claims (8)

1.一种用于RS422总线的脉冲输出电路，其特征在于，该电路包括隔离变压电路，所述隔离变压电路包括隔离变压器和与隔离变压器初级线圈串联的耦合电容C_C；该装置还包括与所述隔离变压器初级线圈串联的驱动隔离电路和与所述隔离变压器次级线圈串联脉冲信号输出端口。

2.根据权利要求1所述的用于RS422总线的脉冲输出电路，其特征在于，所述驱动隔离电路采用6N13X型光耦。

3.根据权利要求1所述的用于RS422总线的脉冲输出电路，其特征在于，所述与隔离变压器初级线圈串联的耦合电容取值0.5uF，耦合电容电压的稳态值是：

V_C＝D·V_DRV

公式中，D为占空比，V_DRV为谐振回路的电压值。

4.根据权利要求1所述的用于RS422总线的脉冲输出电路，其特征在于，所述隔离变压电路还包括与耦合电容C_C串联的电阻R_C，所述电阻R_C的阻值由谐振回路的特性阻抗决定，计算公式如下：

$R_C\≥2\·\sqrt{\frac{L_M}{C_C}}$

公式中，L_M为谐振回路的总电感。

5.根据权利要求1所述的用于RS422总线的脉冲输出电路，其特征在于，所述隔离变压电路还包括与隔离变压器次级线圈并联的电阻R_GS。

6.根据权利要求5所述的用于RS422总线的脉冲输出电路，其特征在于，所述隔离变压电路中耦合电容C_C电压的调节速度τ可由下面的公式估算出：

$\mathrm{\τ}=\frac{2\·\mathrm{\π}\·f_{\mathrm{DRV}}\·L_M\·R_{\mathrm{GS}}\·C_C}{2\·\mathrm{\π}\·f_{\mathrm{DRV}}\·L_M+R_{\mathrm{GS}}}$

公式中，f_DRV为谐振频率，L_M为谐振回路的总电感。

7.根据权利要求5所述的用于RS422总线的脉冲输出电路，其特征在于，所述隔离变压电路中的隔离变压器为栅极驱动变压器，所述栅极驱动变压器内部耦合电容C_C2和栅极驱动变压器的初级线圈的内部耦合电容C_C1的计算公式分别为：

$C_{C2}=\frac{Q_G}{\mathrm{\Δ}{V}_{C2}}+\frac{(V_{\mathrm{DRV}}-V_{\mathrm{DC}2,\mathrm{FW}})\·D_{\mathrm{MAX}}}{\mathrm{\Δ}{V}_{C2}\·R_{\mathrm{GS}}\·f_{\mathrm{DRV}}}$

$C_{C1}=\frac{Q_G}{\mathrm{\Δ}{V}_{C1}}+\frac{(V_{\mathrm{DRV}}-V_{\mathrm{DC}2,\mathrm{FW}})\·D}{\mathrm{\Δ}{V}_{C1}\·R_{\mathrm{GS}}\·f_{\mathrm{DRV}}}+\frac{V_{\mathrm{DRV}}\·(D^2-D^3)}{\mathrm{\Δ}{V}_{C1}\·4\·L_M\·f_{\mathrm{DRV}}^2}$

公式中，Q_G为主MOSFET的栅极带电量，ΔV_C2为内部耦合电容C_C2的电压波动量，ΔV_C1为内部耦合电容C_C1的电压波动量，V_DRV为谐振回路的电压值，V_DC2,FW为内部耦合电容C_C2两端对地的电压值，D为占空比，D_MAX为最大占空比，f_DRV为谐振频率，L_M为谐振回路的总电感。

8.根据权利要求7所述的用于RS422总线的脉冲输出电路，其特征在于，所述隔离变压电路中栅极驱动变压器的初级线圈的匝数N_P的计算公式为：

$N_P=\frac{V_{\mathrm{TR}}\·t}{\mathrm{\ΔB}\·A_e}$

公式中，V_TR是通过初级线圈的电压，t是指脉冲的持续时间，ΔB是指t时间内峰峰值的变化，A_e是指选出的磁芯的等效横截面。