CN105871095B - 一种分段转子齿结构正弦化双凸极电机及其设计方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种分段转子齿结构正弦化双凸极电机及其设计方法，该正弦化双凸极电机的定、转子均为凸极的齿槽结构，齿数满足6/4N的关系，N为大于等于2的正整数，其中定子齿槽等宽，定子槽中设有电枢绕组并嵌有励磁绕组或磁钢，转子为3分段阶梯式结构，并呈对称分布；电机设计方法为各分段转子的齿宽和定子绕组相带的设计，各分段转子的齿宽与定子齿宽成一定比例的分配，构成具有分段阶梯式的转子，在电机旋转过程中，各段转子在匝链的定子电枢绕组中感应出电势，合成近似正弦化的绕组反电势波形，使得双凸极电机呈现正弦化交流电机的驱动特性。
Description
技术领域
本发明涉及一种分段转子齿结构正弦化双凸极电机及其设计方法，属于电机结构设计技术领域。
背景技术
近年来，随着稀土永磁材料价格的逐年攀升，永磁同步电机的成本越发成为其在各种应用场合受限的重要因素，并且由于永磁电机自身存在的磁场调节困难的问题，弱磁实现转速范围的扩展，需要在直轴施加反向电流以实现弱磁控制，不仅要对永磁电机的磁钢设计加以调整以改变其交、直轴电感值，并且通过直流电流实现弱磁既增加了驱动变换器的容量，又可能会导致永磁体的永久性去磁，在高速运行阶段还将极大的降低电机运行效率，因此永磁同步电机的励磁调节是实现其弱磁控制和提高高速运行阶段运行效率的关键。
正是由于永磁电机存在的固有问题，在目前的宽转速运行范围的电机驱动领域，磁阻类型的电机，如开关磁阻电机、双凸极电机等，相比较永磁电机虽然其运行效率低一些，但是其具有结构简单、成本低、磁场调节方便、高速运行特性好等优势，能够有效解决永磁电机的磁链难以调节的问题，并且在高速运行场合具有更好的运行效率。尤其在目前电动汽车驱动领域，宽转速运行范围对驱动电机提出苛刻的要求，传统永磁电机难以满足其转速范围的需求，磁阻电机的转速范围和成本优势越发明显，因此在电动汽车驱动领域采用无永磁体或少永磁体结构电机成为发展的趋势。
虽然磁阻类电机在转速范围具有突出的优势，但是仍然存在固有的缺陷——转矩脉动大的问题，开关磁阻电机由于为半周出力方式，电机电流为脉冲形状，使得其输出转矩存在明显的转矩脉动和噪声，这也成为其在高性能驱动、伺服领域应用的最大障碍。双凸极电机是在开关磁阻电机的基础上衍生而来，增加励磁回路之后使得电机在电感上升、下降区间均能够输出力矩，并且其工作方式类似于无刷直流电机，但是传统结构的双凸极电机的反电势仍然为非理想方波，并且其反电势波形受到电机电枢反应的严重影响，在高速、大电流运行条件下出现严重畸变。双凸极电机采用的方波电流控制方式，由于是在电机绕组电感的峰值区域电流换相，大电感导致电流换相时间变长，在高速阶段再加上反电势的影响，使得双凸极电机的正负半轴电流的非对称性问题更加严重，结合畸变的反电势，双凸极电机的输出转矩脉动也是非常明显，同样约束了双凸极电机驱动应用场合。
因此，在双凸极电机驱动应用场合，为改善其输出转矩脉动，国内外学者在电机结构设计、换相逻辑和电流控制方式方面做了很多工作，能够通过控制方式一定程度上改善电机绕组换相过程中的转矩脉动，或者通过电机转子齿的斜槽设计，通过改变反电势的谐波含量，但是电机固有的转矩脉动仍然达到了电机输出转矩的15-30％，并且该转矩脉动抑制方式增加了电机结构及控制的复杂性，然而作为电动机仍然较难以满足驱动系统的需求。因此，2013年英国谢菲尔德大学褚自强教授针对可变磁阻电机(电励磁双凸极电机)分析其转子极数对电机磁路特性的影响，对6定子极电机，分析其转子极数分别为5、6、7、8时，电机磁路特性的变化，并通过励磁绕组的分布设置，消除了传统开关磁阻、双凸极电机的定、转子数Ns±2n的约束关系，并验证了定子6极、转子5极结构双凸极电机不仅能够使得可变磁阻电机的磁链为规则圆，有效消除了Ns±2n结构下电机反电势中的明显的低次谐波，使得电机反电势基本趋于正弦化，并对其采用交流电机的矢量控制方式，可大幅减小其输出转矩脉动，实现了磁阻电机的正弦化驱动。在此基础上，针对5、7转子极结构电机存在的奇数极导致了高振动特性和噪音问题，采用定转子齿数翻倍的方式，即采用12定子极，10或14转子极结构，并通过定转子极数、齿宽、绕组分布的优化，可进一步减小可变磁阻电机的反电势畸变和驱动转矩脉动。然而，该可变磁阻电机由于励磁绕组的跨单个齿分布，即定子每槽均嵌入励磁绕组，使得对应12极定子结构中励磁绕组的分布较为复杂，其端部也大幅增加，对应定子槽的槽满率也随之增加；为提高电机反电势的正弦化，还需要对定子、转子结构继续进行优化，并且为防止奇数极带来的不对称振动影响，使得转子极数至少为10极，高极数在高速驱动运行过程中对逆变器的开关频率提出了更高的要求，在当前开关器件如IGBT开关频率受限的条件下，高极数限制了该电机在高速运行阶段的控制性能。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是：提供一种分段转子齿结构正弦化双凸极电机及其设计方法，将双凸极电机的转子设计为3分段结构，通过优化各分段转子的转子齿齿宽，使得每段转子与电机电枢绕组中匝链的磁链感应出反电势相互叠加，实现正弦化的合成反电势，实现双凸极电机的正弦化。
本发明为解决上述技术问题采用以下技术方案：
一种分段转子齿结构正弦化双凸极电机，包括定子和转子，所述定、转子均为凸极的齿槽结构，定子上设有6N个定子齿，定子齿槽宽度相同，定子槽中设有电枢绕组并嵌有励磁绕组或磁钢；所述转子上设有4N个转子齿，N≥2，且N为正整数；所述转子为3段式阶梯结构，各分段转子的长度相同，各分段转子的齿宽逐渐递增，转子齿沿转子轴向方向的截面为阶梯形，并且纵向方向的截面上，转子齿的宽度相同，呈对称分布；当励磁绕组或磁钢产生激励后，转子旋转过程中，在三相电枢绕组中感应出近似正弦波的反电势，构成正弦化双凸极电机。
一种分段转子齿结构正弦化双凸极电机的设计方法，所述方法如下：
在设定该正弦化双凸极电机磁路不饱和，励磁磁通恒定时，各分段转子的齿宽逐渐递增，使得各分段转子在定子电枢绕组中匝链磁链感应的电势呈现移相角度的分布，3段转子与定子电枢绕组匝链的磁链感应出的反电势波形叠加可以得到近似正弦波的阶梯波反电势；
设定该正弦化双凸极电机为12/8结构电机，采用特定次谐波消除的方法，使得叠加得到的阶梯波消去5、7次谐波，得到各分段转子的齿宽，将定子电枢绕组设置为60°相带双层三相绕组的分布结构，消除3的倍数次和偶次谐波，获得总谐波失真最低的正弦化空载反电势，由此确定该正弦化双凸极电机的定子齿槽结构为均匀分布结构。
作为上述设计方法的优选方案，所述各分段转子的转子齿齿宽W1、W2、W3分别为：
其中，W为定子齿齿宽，θ1＝0.2039，θ2＝0.5442，θ3＝1.0224。
作为上述设计方法的优选方案，所述12/8结构电机的定子齿、槽齿宽均为15°机械角，各分段转子的转子齿齿宽分别为17.921°、22.794°、29.643°。
作为上述设计方法的优选方案，所述总谐波失真最低为3.6％。
本发明采用以上技术方案与现有技术相比，具有以下技术效果：
1、本发明分段转子齿结构正弦化双凸极电机及其设计方法，将双凸极电机的转子设计为3分段结构，通过优化各分段转子的转子齿齿宽，使得每段转子与电机电枢绕组中匝链的磁链感应出反电势相互叠加，实现正弦化的合成反电势，使得双凸极电机呈现正弦化交流电机的驱动特性。
2、本发明分段转子齿结构正弦化双凸极电机及其设计方法，在转子旋转过程中，定转子齿重叠时电机内部磁路存在局部饱和现象，使得电机绕组反电势波形将在现有的阶梯波基础上，进一步光滑，即可以消除反电势波形中存在的一些高次谐波，使得电机绕组反电势正弦度更高，更加适合构成正弦化的驱动系统，解决传统双凸极电机在驱动应用领域存在的固有的转矩脉动问题，提高双凸极电机驱动系统的性能，可以扩展双凸极电机在驱动领域的应用，为新型少磁或无磁化的低成本电动汽车驱动电机提供了新的选择。
附图说明
图1是本发明分段转子齿结构正弦化双凸极电机的3分段转子的三维结构图。
图2是本发明电机中定、转子齿槽分布示意图，(a)、(b)、(c)分别对应图1由上到下3个分段。
图3是本发明分段转子齿结构正弦化双凸极电机的分段转子齿截面图。
图4是本发明正弦化双凸极电机三段反电势叠合示意图。
图5是本发明三段级联阶梯波反电势合成图。
图6是本发明正弦化双凸极电机反电势仿真波形图。
图7是本发明正弦化双凸极电机反电势仿真波形THD分析示意图。
具体实施方式
下面详细描述本发明的实施方式，所述实施方式的示例在附图中示出。下面通过参考附图描述的实施方式是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。
如图1-图3所示，一种分段转子齿结构正弦化双凸极电机，该电机包括定子与转子，定子上设有6N个定子齿，其中N为大于等于2的正整数，定子齿槽宽度相同，定子槽中设有电枢绕组并嵌有励磁绕组；转子上设有4N个转子齿，其中N为大于等于2的正整数，各分段转子齿对应剖面的结构示意如图2的(a)、(b)、(c)所示，分段转子齿沿轴向呈三段等长不等宽的阶梯状，轴向方向的截面为阶梯形(汉诺塔形)，如图3所示，并且纵向方向的截面上，转子齿的宽度相同，呈对称分布。
在设定电机磁路不饱和，励磁磁通恒定时，以标准12/8结构双凸极电机为例，其反电势近似于矩形波，通过三段不同宽度的转子齿与定子电枢绕组匝链的磁链感应出的反电势波形叠加可以得到近似正弦波的阶梯波反电势，如图4所示。
采用特定次谐波消除的方法，使得叠加得到的阶梯波消去5、7次谐波，对应阶梯波反电势谐波系数数学表达式如下：
其中，ω为谐波频率，t为时间，bn为谐波系数，n为谐波次数，E为每级反电势幅值，k为级联的个数，k＝1,…,H，0＜θ1＜θ2＜…＜θN，pk在θk上升沿处记+1，下降沿处记-1，三段级联阶梯波反电势合成图如图5所示。
定义调制比H为级联单元个数，根据上式可以列出三角函数表达式表示的数学函数消谐模型如下：
令cosθ1＝x1，cosθ2＝x2，cosθ3＝x3可得：
m＝1时解得：θ1＝0.2039，θ2＝0.5442，θ3＝1.0224。
设定子齿齿宽为W，则3段转子的转子齿弧分别为
以典型的12/8结构双凸极电机为例，其定子齿、槽齿宽均为15°机械角，优化计算获得三段转子齿的各段转子齿极弧分别为17.921°、22.794°、29.643°，其他6/4N系列双凸极电机的各段转子齿宽以此类推。
采用Maxwell软件分段仿真各段转子齿在电枢绕组匝链产生的感应电势，再叠加获得如图6所示的合成反电势波形，本发明优化设计的正弦波双凸极电机转子三段齿按照计算所得的角度排列，以使得转子旋转过程中在定子电枢绕组感应出的空载反电势呈现近似正弦阶梯波，且不含5、7次谐波，再结合60°相带双层绕组的电机结构，绕组反电势的总谐波失真(Total Harmonic Distortion，THD)可以达到最低值3.6％，如图7所示，横轴表示频率(赫兹)；纵轴表示最大有效增益对基波的占比。
对于分段转子齿结构的双凸极电机，在转子旋转过程中，定转子齿重叠时电机内部磁路存在局部饱和现象，使得电机绕组反电势波形将在现有的阶梯波基础上，进一步光滑，即可以消除反电势波形中存在的一些高次谐波，使得电机绕组反电势正弦度更高，更加适合构成正弦化的驱动系统，解决传统双凸极电机在驱动应用领域存在的固有的转矩脉动问题，提高双凸极电机驱动系统的性能，可以扩展双凸极电机在驱动领域的应用，为新型少磁或无磁化的低成本电动汽车驱动电机提供了新的选择。
以上实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。
Claims (5)
1.一种分段转子齿结构正弦化双凸极电机，包括定子和转子，所述定、转子均为凸极的齿槽结构，定子上设有6N个定子齿，定子齿槽宽度相同，定子槽中设有电枢绕组并嵌有励磁绕组或磁钢；所述转子上设有4N个转子齿，N≥2，且N为正整数；其特征在于，所述转子为3段式阶梯结构，各分段转子的长度相同，各分段转子的齿宽逐渐递增，转子齿沿转子轴向方向的截面为阶梯形，并且纵向方向的截面上，转子齿的宽度相同，呈对称分布；当励磁绕组或磁钢产生激励后，转子旋转过程中，在三相电枢绕组中感应出近似正弦波的反电势，构成正弦化双凸极电机。
2.一种分段转子齿结构正弦化双凸极电机的设计方法，其特征在于，所述方法如下：
在设定该正弦化双凸极电机磁路不饱和，励磁磁通恒定时，设定转子为3段式阶梯结构，各分段转子的长度相同，各分段转子的齿宽逐渐递增，转子齿沿转子轴向方向的截面为阶梯形，并且纵向方向的截面上，转子齿的宽度相同，呈对称分布，使得各分段转子在定子电枢绕组中匝链磁链感应的电势呈现移相角度的分布，3段转子与定子电枢绕组匝链的磁链感应出的反电势波形叠加可以得到近似正弦波的阶梯波反电势；
设定该正弦化双凸极电机为12/8结构电机，采用特定次谐波消除的方法，使得叠加得到的阶梯波消去5、7次谐波，得到各分段转子的齿宽，将定子电枢绕组设置为60°相带双层三相绕组的分布结构，消除3的倍数次和偶次谐波，获得总谐波失真最低的正弦化空载反电势，由此确定该正弦化双凸极电机的定子齿槽结构为均匀分布结构。
3.根据权利要求2所述分段转子齿结构正弦化双凸极电机的设计方法，其特征在于，所述各分段转子的转子齿齿宽W1、W2、W3分别为：
其中，W为定子齿齿宽，θ1＝0.2039，θ2＝0.5442，θ3＝1.0224。
4.根据权利要求2所述分段转子齿结构正弦化双凸极电机的设计方法，其特征在于，所述12/8结构电机的定子齿、槽齿宽均为15°机械角，各分段转子的转子齿齿宽分别为17.921°、22.794°、29.643°。
5.根据权利要求2所述分段转子齿结构正弦化双凸极电机的设计方法，其特征在于，所述总谐波失真最低为3.6％。
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