CN105846677A - 在数据通信分布式电源架构中使用的dc-dc电源转换器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及在数据通信分布式电源架构中使用的DC-DC电源转换器。DC-DC电源转换器用于在数据通信中使用且连接在前端AC-DC电源和负载点电路之间。所述DC-DC电源转换器包括未调节的反激式转换器或未调节的降压转换器。反激式转换器和降压转换器均具有用于连接至前端AC-DC电源的输出端的输入端以及用于连接至负载点电路的输入端的输出端。开关控制器具有连接至反激式转换器的输入端或降压转换器的输入端的输入端。所述开关控制器具有连接至所述反激式转换器的开关或所述降压转换器的开关的输出端。

Description

在数据通信分布式电源架构中使用的DC-DC电源转换器
技术领域
本发明涉及用于在数据通信系统中使用的直流-直流(DC-DC)电源转换器。更具体地，本发明涉及以用于线卡和其它应用的高效率的降压转换提供固定增益的电源转换器。
背景技术
本部分提供了与本发明相关的背景信息，该背景信息不一定是现有技术。
大型电信设备传统上使用负48伏(V)或-48伏(V)的电池备用系统。出于各种原因开发负电压系统、具体而言-48V系统。负电压系统的一个原因在于，与正电压系统相比，铜质电缆的腐蚀性较小。将正电池端子接地提供了阴极保护。以往，输出电压电平是将4个12V的电池串联连接的结果。因此，开发了标准的-48V的电信配电架构。在一些地方，开发了-60V系统，即将5个电池连接在一起。
随着数据通信开发，行业采用-48V的旧有架构。尽管数据通信系统通常不使用电池备用且使用负电压的原因并不是数据通信中的关注点。支持-48V架构的原因包括被设计用于-48V应用的整流器和电源转换器的广泛可用性、以及因此相对低的成本。另外，典型数据通信网络应用和现代电信网络应用具有调节的-48V总线，该调节的-48V总线消除了以往的电池操作系统的大的电压变化。
数据通信系统和现代电信系统使用在例如从大约1V到5V的各种低供电电压电平下操作的快速切换数字处理器。另外，各种处理器和数字设备导致复杂的上电和掉电定序要求。这导致分布式架构，在该分布式架构中，将调节的-48VDC(direct current，直流)供电逐步降低至更低的电压，例如，+12V。负载点(Point-of-load，POL)电路然后进一步将+12V逐步降低至所需的供电电压电平。POL电路可以包括DC-DC降压调节器，例如，电压调节器模块(voltage regulatormodule，VRM)，以适应对于数字处理器的每个增大的电流转换速率要求。通常使用非隔离式POL电路调节器，这是因为非隔离式POL电路调节器容易地且经济地满足架构要求，包括定序要求。随着系统电力需求增大，如图1所示，逐步形成将相对低的电流从AC-DC-48V前端电源102提供到多个线卡104、106、108的分布式系统100。每个线卡通常包括连接至多个POL电路112的未调节的隔离式降压转换器110。这是可行的，因为非隔离式POL调节器能够容忍输入功率信号的一些变化性。
典型的现有技术的未调节的转换器110是图2中示出的未调节的中间总线转换器(Intermediate Bus Converter，IBC)。IBC 110生成例如+12V(来自匝数比为4:1的变压器200)或者+10.4V(匝数比5:1)的中间总线DC电压。IBC还提供了极性反转，以及抑制共模机架电流环流。由于-48V前端电源102VIN被调节，IBC输出VOUT也被充分地调节，除了在负载瞬态情况下。一次开关Q1、Q2可以通过开关控制器(未示出)而以大约50％的占空比(D)操作，在开关之间具有合适的短的转换时间以避免电流尖波，正如所知。同步整流器Q3、Q4可以合适的极性与一次开关Q1、Q2同相被驱动。通过变压器200的本质上形成推挽式转换器的次级绕组，可以获得用于Q3和Q4的驱动信号。电容器C1、C2是滤波电容器。
如发明人所意识到的，在转换器110的操作期间产生的各种寄生电感(例如，变压器漏电感、布局和部件引线电感等)减缓了输出电流的上升。此外，在Q1、Q2的转换的切换之间的死转换时间导致在输出电容器C2上有负载电流的大约40％的显著的波纹电流应力。例如，50安培(A)的额定设计在C2上产生了大约20A rms(均方根)，在C1上具有类似的应力。因此，发明人已经认识到，需要高效的DC-DC电源转换器，其通过在隔离或不隔离(又称为电流隔离)下的合适的循环的机架电流控制，而具有快速的瞬态响应。
发明内容
本部分提供了本发明的简要概述，且不是对其全部范围或其所有特征的全面公开。
公开了用于在数据通信和电信网络中使用的DC-DC电源转换器示例。所述电源转换器用于连接在前端AC-DC电源与负载点电路之间。所述DC-DC电源转换器可以包括未调节的反激式转换器和未调节的降压转换器中的一者。所述反激式转换器和所述降压转换器均具有用于连接至所述前端AC-DC电源的输出端的输入端以及用于连接至所述负载点电路的输入端的输出端。开关控制器具有连接到所述反激式转换器的输入端或所述降压转换器的输入端的输入端。所述开关控制器具有连接至所述反激式转换器的开关和所述降压转换器的开关中的一者的输出端。
概念1、一种用于在数据通信和电信网络中使用的DC-DC电源转换器，其中，所述电源转换器用于连接在前端AC-DC电源与负载点电路之间，所述DC-DC电源转换器包括：
未调节的反激式转换器和未调节的降压转换器中的一者，其中，所述反激式转换器和所述降压转换器均具有用于连接至所述前端AC-DC电源的输出端的输入端以及用于连接至所述负载点电路的输入端的输出端；以及
开关控制器，所述开关控制器具有连接到所述反激式转换器的输入端和所述降压转换器的输入端中的一者的输入端，且所述开关控制器具有连接至所述反激式转换器的开关和所述降压转换器的开关中的一者的输出端。
概念2、根据概念1所述的DC-DC电源转换器，其中，所述DC-DC电源转换器和所述负载点电路均形成线卡的一部分。
概念3、根据概念1所述的DC-DC电源转换器，其中，所述反激式转换器的开关和所述降压转换器的开关均是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。
概念4、根据概念1所述的DC-DC电源转换器，其中，所述反激式转换器和所述降压转换器均是非隔离式转换器。
概念5、根据概念1所述的DC-DC电源转换器，其中，所述反激式转换器是隔离式的。
概念6、根据概念5所述的DC-DC电源转换器，其中，变压器具有1:1的一次绕组与二次绕组的比率。
概念7、根据概念1所述的DC-DC电源转换器，其中，所述反激式转换器和所述降压转换器均包括用于控制流经电感器的电流的二极管。
概念8、根据概念1所述的DC-DC电源转换器，其中，所述反激式转换器和所述降压转换器均包括用于控制流经电感器的电流的同步整流器MOSFET。
概念9、根据概念8所述的DC-DC电源转换器，其中，所述反激式转换器的所述开关和所述降压转换器的所述开关中的一者以与所述同步整流器MOSFET互补的方式操作，在所述反激式转换器的所述开关和所述降压转换器的所述开关中的一者的转换与所述同步整流器MOSFET的转换之间包括短的转换延迟。
概念10、根据概念8所述的DC-DC电源转换器，其中，所述电感器的峰值电流略大于负载电流的两倍，以允许反向电流在所述电感器中流动。
概念11、根据概念10所述的DC-DC电源转换器，其中，所述峰值电流是所述负载电流的两倍与所述负载电流的两倍的大约百分之十之和。
概念12、根据概念11所述的DC-DC电源转换器，其中，当在所述反激式转换器和所述降压转换器中的一者的输出端处的负载减小时，在所述开关控制器的输出端的开关频率增大，且在所述开关控制器的输出端的占空比被保持。
概念13、根据概念12所述的DC-DC电源转换器，其中，至少在一个预定的负载水平实现所述开关频率的增大。
概念14、根据概念13所述的DC-DC电源转换器，其中，所述开关控制器还包括负载电流传感器和负载电流估计器中的至少一者。
概念15、根据概念1所述的DC-DC电源转换器，其中，所述反激式转换器包括：
用于连接至所述前端AC-DC电源的输出端的输入端；
用于连接至所述负载点电路的输入端的输出端；
具有第一连接头和第二连接头的开关；
具有第一连接头和第二连接头的电感器；
具有第一连接头和第二连接头的二极管；
开关控制器，所述开关控制器具有连接至所述开关的输出端，以用于断开和闭合所述开关从而将脉冲信号从所述前端AC-DC电源提供到所述电感器和所述二极管；
具有第一连接头和第二连接头的输出电容器；
第一转换器节点，所述第一转换器节点由所述DC-DC的输入端、所述开关的第一连接头和所述开关控制器的输入端形成；
第二转换器节点，所述第二转换器节点由所述开关的第二连接头、所述电感器的第二连接头和所述二极管的第二连接头形成；
输出节点，所述输出节点由所述二极管的第一连接头和所述电容器的第一连接头形成；以及
接地节点，所述接地节点由所述电感器的第一连接头和所述电容器的第二连接头形成。
概念16、根据概念15所述的DC-DC电源转换器，其中，同步整流器代替所述二极管使用。
概念17、根据概念1所述的DC-DC电源转换器，其中，所述降压转换器包括：
用于连接至所述前端AC-DC电源的输出端的输入端；
用于连接至所述负载点电路的输入端的输出端；
具有第一连接头和第二连接头的开关；
具有第一连接头和第二连接头的电感器；
具有第一连接头和第二连接头的二极管；
开关控制器，所述开关控制器具有连接至所述开关的输出端，以用于断开和闭合所述开关，从而将脉冲信号从所述前端AC-DC电源提供到所述电感器和所述二极管；
具有第一连接头和第二连接头的输出电容器；
第一转换器节点，所述第一转换器节点由所述DC-DC的输入端、所述开关的第一连接头、以及所述开关控制器的输入端形成；
第二转换器节点，所述第二转换器节点由所述开关的第二连接头、所述电感器的第一连接头、以及所述二极管的第一连接头形成；
输出节点，所述输出节点由所述电感器的第二连接头和所述电容器的第一连接头形成；以及
接地节点，所述接地节点由所述二极管的第二连接头和所述电容器的第二连接头形成。
概念18、根据概念17所述的DC-DC电源转换器，其中，同步整流器替代所述二极管使用。
概念19、根据概念1所述的DC-DC电源转换器，其中，所述开关控制器具有恒定的占空比，与负载无关。
概念20、根据概念1到19中任一项所述的DC-DC电源转换器，还包括多个交错的反激式电源轨道或多个交错的降压电源轨道，其中，通过控制每个反激式电源轨道和每个降压电源轨道的每个开关，所述开关控制器的相移的量相等。
概念21、根据概念20所述的DC-DC电源转换器，其中，所述前端AC-DC电源输出负电压，且所述DC-DC电源转换器包括所述反激式转换器以用于在所述反激式转换器的输出端提供正电压。
概念22、根据概念20所述的DC-DC电源转换器，其中，所述前端AC-DC电源输出正电压，且所述DC-DC电源转换器包括所述降压转换器。
概念23、根据概念20所述的DC-DC电源转换器，其中，所述DC-DC电源转换器具有N个交错的电源轨道，且所述开关控制器至少在小于满负载的一个预定负载水平下，使所述DC-DC电源转换器操作N-M个交错的电源轨道，其中，M小于N。
概念24、一种用于在数据通信和电信网络中使用的DC-DC电源转换器，其中，所述电源转换器用于连接在前端AC-DC电源与负载点电路之间，所述DC-DC电源转换器包括：
未调节的反激式转换器，所述未调节的反激式转换器具有连接至所述前端AC-DC电源的输出端的输入端以及连接至所述负载点电路的输入端的输出端；以及
开关控制器，所述开关控制器具有连接至所述反激式转换器的输入端的输入端以及连接至所述反激式转换器的开关的输出端。
概念25、根据概念24所述的DC-DC电源转换器，还包括概念2-23中任一项。
概念26、一种用于在数据通信和电信网络中使用的DC-DC电源转换器，其中，所述电源转换器用于连接在前端AC-DC电源和负载点电路之间，所述DC-DC电源转换器包括：
未调节的反激式转换器，所述未调节的反激式转换器具有连接至所述前端AC-DC电源的输出端的输入端以及连接至所述负载点电路的输入端的输出端；以及
开关控制器，所述开关控制器具有连接至所述反激式转换器的输入端的输入端以及连接至所述反激式转换器的开关的输出端。
概念27、根据概念26所述的DC-DC电源转换器，还包括概念2-23中任一项。
其它方面和应用领域将从本文提供的描述变得显而易见。应当理解，本发明的各个方面可以单独实现或与一个或多个其它方面组合实现。还应当理解，本文中的描述和具体示例仅用于说明目的且不意图限制本发明的范围。
附图说明
本文描述的附图仅用于说明所选择的实施方式、而不是所有可能的实现的目的，且不意图限制本发明的范围。
图1是现有技术的数据通信架构的框图；
图2是现有技术的DC-DC电源转换器电路；
图3是包括所公开的示例性的DC-DC电源转换器的数据通信架构的框图；
图4是单相的示例性DC-DC电源转换器；
图5是另一单相的示例性DC-DC电源转换器；
图6是再一单相的示例性DC-DC电源转换器；
图7是多相的示例性DC-DC电源转换器；
图8是另一多相的示例性DC-DC电源转换器；
图9是再一多相的示例性DC-DC电源转换器；
图10是又一多相的示例性DC-DC电源转换器；
图11是采用工作频率变化的单相的示例性DC-DC电源转换器；
图12是采用工作频率变化的另一单相的示例性DC-DC电源转换器；以及
图13是用于图11和图12的频率变化图。
在附图中的一些视图中，相应的附图标记指示相应的部分。
具体实施方式
现在将参照附图更充分地描述示例性实施方式。
描述了用于在数据通信以及电信网络中使用的DC-DC电源转换器300。如图3所示，电源转换器300用于连接在前端AC-DC电源102’与负载点(POL)电路112之间。
该DC-DC电源转换器300可以包括未调节的反激式转换器400(图4中示出)和未调节的降压转换器500(图5中示出)中的一者。参照图3，反激式转换器400和降压转换器500中的每一者具有用于连接至前端AC-DC电源102’的输出端304的输入端302、303以及用于连接至负载点电路112的输入端308的输出端306、307。前端AC-DC电源102’类似于现有技术的电源102，但如下所述可以是负电压电源或正电压电源。开关控制器(下面描述和示出)具有连接至反激式转换器的输入端302和降压转换器的输入端303中的一者的输入端。该开关控制器具有连接至反激式转换器400的开关和降压转换器500的开关中的一者的输出端。DC-DC电源转换器300以及负载点电路112可以分别形成线卡310的一部分，如图所示。
如果由于允许来自前端电源102’和非隔离式转换器的负电力供应而需要极性反转，则示例性的反激式转换器400可以包括用于连接至前端AC-DC电源102’的输出端304的输入端302以及用于连接至POL 112的输入端308的输出端306。
如图4所示，开关Q4具有第一连接头402和第二连接头404；电感器L4具有第一连接头406和第二连接头408；二极管D4具有第一连接头410和第二连接头412。开关控制器414具有连接至开关Q4的输出端416，以用于断开和闭合开关Q4以将脉冲信号从前端AC-DC电源102’提供到电感器L4和二极管D4。输出电容器C4具有第一连接头418和第二连接头420。总体以422示出的第一转换器节点由DC-DC输入端302、开关的第一连接头402、以及开关控制器414的输入端424形成。总体以426示出的第二转换器节点由开关的第二连接头404、电感器的第二连接头408、以及二极管的第二连接头412形成。总体以428示出的输出节点由二极管的第一连接头410和电容器的第一连接头418形成。总体以430示出的接地节点由电感器的第一连接头406和电容器的第二连接头420形成。
通过用开关控制器414合适地驱动开关Q4，从302处的-48V输入可以获得306处的期望的+12V输出。电感器L4在开关Q4接通时储存能量，并放电到306处的负载。当Q4断开时，能量被存储在输出电容器C4。利用其中输出电压与输入电压的比率等于每个周期中Q4接通时间与Q4断开时间的比率的公知的电感电压平衡原理，开关Q4的占空比将是20％，L4放电占空比为80％。反激式转换器400应当在较低的功率(诸如80瓦特(W)到120W)下良好工作，并提供优异的功率转换效率，例如高达大约98％的功率转换效率。
如果允许正的前端电源102’，则示例性的降压转换器500可以包括用于连接至前端AC-DC电源102’的输出端304的输入端303以及用于连接至POL 112的输入端308的输出端307。
如图5所示，开关Q5具有第一连接头502和第二连接头504；电感器L5具有第一连接头506和第二连接头508；二极管D5具有第一连接头510和第二连接头512。开关控制器514具有连接至开关Q5的输出端516，以用于断开和闭合开关Q5以将脉冲信号从前端AC-DC电源102’提供到电感器L5和二极管D5。输出电容器C5具有第一连接头518和第二连接头520。总体以522示出的第一转换器节点由DC-DC输入端303、开关的第一连接头502、以及开关控制器514的输入端524形成。总体以526示出的第二转换器节点由开关的第二连接头504、电感器的第一连接头506以及二极管的第一连接头510形成。总体以528示出的输出节点由电感器的第二连接头508和电容器的第一连接头518形成。总体以530示出的接地节点由二极管的第二连接头512和电容器的第二连接头520形成。
通过用开关控制器514合适地驱动开关Q5，可以从303处的+48V输入获得在307处的期望的+12V输出。降压转换器500提供所需的降压功能。由于不需要调节，驱动Q5的信号的占空比可以被固定，以实现期望的降压比。25％的占空比将引起12V输出，其中，占空比等于输出电压与输入电压的比率(12V：48V)。然而，75％的大的断开时间可以需要大电感器L5和输出电容器C5，这负面地影响成本以及转换器500的功率密度。
反激式转换器400的开关Q4和降压转换器500的开关Q5中的每一者可以是金属氧化物半导体场效应晶体管(metal-oxide semiconductor field effecttransistor，MOSFET)。
如果不需要电流隔离，则反激式转换器400和降压转换器500中的每一者可以是非隔离式转换器。
如果需要电流隔离，则可以使用反激式转换器600，如图6所示。反激式转换器600的性能和结构类似于反激式转换器400，除外情况是，电感器L5用变压器602替代以提供隔离。变压器602可以具有1:1的一次绕组与二次绕组比率，又称作隔离变压器，以最小化来自变压器602的任何漏电感。功率转换效率仍然高，例如高达97％，尽管没有反激转换器400那样高。
如果需要较高的输出功率电平，例如，高于150W，则由于在每个开关周期期间增大充电水平和放电水平，则输出电容器C4或C5上的纹波电流应力将显著地增大。因此，随着输出功率电平增大，输出电容器C4或C5的尺寸增大，这负面地影响了成本与功率密度。
随着输出功率电平需求上升，输出电容器C4、C5上的波纹应力也显著地增大，这制约了效率和功率密度。为了增大用于高输出功率电平的效率和可获得的功率密度，例如与单相方法相比高达3到4倍，则如图7和图8所示，反激式转换器700可以包括多个交错的反激式电源轨道中的一者，或降压转换器800可以包括多个交错的降压电源轨道中的一者。开关控制器714或开关控制器814分别类似于开关控制器414和开关控制器514，通过每个反激电源轨道和降压电源轨道的每个开关(Q4、Q42-Q45或Q5、Q52-Q54)的控制，开关控制器714或开关控制器814的相移的量相等。每个反激式电源轨道分别由开关Q4、Q42-Q45、二极管D4、D42-D45、以及电感器L L4、L42-L45形成。
如果前端AC-DC电源102’输出负电压，则DC-DC电源转换器300可以包括反激式转换器700，该反激式转换器700用于在反激式转换器的输出端306处提供反转的正电压。
如果前端AC-DC电源102’被允许输出正电压，则DC-DC电源转换器300可以包括降压转换器800。
在图7的示例中，5个电源轨道的所有的电源开关Q4、Q42-Q45或Q5、Q52-Q54以20％的占空比和72°的相移操作。由于一些交错的电源轨道，电感器具有优异的波纹电流滤除，这导致在输出电容器C4上的低波纹电流应力。实际上，尽管使用反激拓扑或升压拓扑，与现有技术的推挽式IBC相比，输出电容器C4中的波纹电流应力小得多。取决于设计目标，可以使用任何数量的相位和交错程度。例如，三个相同的电源轨道的交错导致以各个电源轨道之间的120°相移驱动每个电源轨道开关。与图7的5个电源轨道的示例相比，利用更少的交错的电源轨道，输出电容器C4中的波纹电流将更高，但仍小于现有技术的IBC。
在图7的示例中，二极管用于续流操作，设计需求可以要求二极管被额定为75V或更大的击穿电压。当电压从48V降压至12V时，在恒定的功率下，电流将显著增大，二极管的损耗将影响效率并产生热管理挑战。
如图9所示，通过用同步整流器MOSFET代替二极管，图7的示例的效率可以提高且减轻热积累。同步整流器的控制需求是良好的，且因此没有示出控制器，没有公开示例性的控制策略的讨论。
图8的降压转换器示例，经历了续流二极管的损耗，续流二极管的损耗降低了效率且产生了热管理问题。如图10所示，通过用同步整流器MOSFET替代二极管，图8的示例的效率可以提高4％到5％，且减轻了热问题。与图9的示例一样，图10没有示出用于同步整流器的控制器且没有公开示例性的控制策略。
用于图7和图8的示例的相同因素适用于图4和图5的单相示例，其中，反激式转换器和降压转换器均包括用于控制流经电感器的电流的同步整流器MOSFET。
下面是图9的示例性操作。Q4、Q42-Q45是控制开关，且基本上与在图7中相同地起作用，包括由没有示出的开关控制器进行控制。同步整流器Q46-Q50已经取代了图7的示例的二极管。再次由于同步整流器的控制是公知的，没有示出开关控制器。
由于通过交错实现的优异的波纹滤除，输出电容器C4可以很小。然而，该示例性的转换器中的能量源是电感性的；可能不能接受地将响应时间限制于快速瞬态负载变化。为了实现更快的响应时间，可需要更大的电容器。
此外，一些48V的数据通信应用需要DC-DC转换器处理±10％的输入电压变化或43V到53V的范围。因此，设计规范可需要使用75V或80V的MOSFET用于控制开关和同步整流器设备。电信应用输入电压变化性可以更快，例如，高达72V，需要使用100V的控制开关和同步整流器设备。这些较高电压的MOSFET设备具有相对缓慢的体二极管，导致在每一控制开关接通时有不可接受的反向恢复损失，不能够避免同步整流器MOSFET的体二极管的该传导。这些损失可以在更高的开关频率(例如，高于100kHz)下无法接受地降低效率。
已知的是，上述问题可以通过软开关或不连续电流模式(discontinuouscurrent mode，DCM)操作而显著地减轻。然而，软开关电路增加了复杂性和成本，且DCM操作可以产生无法接受的高的峰值电流。临界导通模式(Boundaryconduction mode，BCM)也解决了该问题，但也增加了复杂性、成本并且可以导致无法接受的大的工作频率变化。此外，实现BCM中的多相操作是复杂的。然而，通过使用如下所述的电感器设计或电感器选择在整个负载电流范围内有意地允许输出电感器中的反向电流，通过全范围的连续电流模式(ContinuousCurrent Mode，CCM)操作，这些损失问题可以通过图9和图10的示例解决。
在开关应用中，电感器两端的净平均电压在全周期中为零，即，每个电感器两端的伏秒积是平衡的。下文用图9的使用Q4、Q46和L4的单相的示例详细解释该概念。该概念和解释扩展至图9的多相的交错操作以及还在很大程度上扩展至图10的单相和多相操作。
在图9中，Q4是控制开关，Q46是同步整流器。当Q4接通时，L4开始充电并存储能量。当Q4断开时，L4将其能量释放到输出端306处的负载，并且补充在Q4接通时通过C4的任何电荷损失。可用于对C4充电的能量是L4中储存的总能量减去负载消耗的能量。如果驱动Q4的工作频率和L4电感值使得，每开关周期在L4中储存的能量恰好等于负载需求，则产生临界模式操作。换言之，在Q4的准确的断开时间中，L4充分放电，且没有能量可用于对C4充电。相反，如果L4储存的能量高于负载需求，则剩余能量被转移到C4且306处的输出电压略微升高。
在下一周期中，由于该较高的输出电压，L4较早地放电从而保持伏·秒平衡。如果Q46在整个Q4断开时间期间闭合，则L4电流反向，并且L4通过从C4提取能量而以反方向充电。因此，当L4在Q4断开时间期间放电时，电流从Q46的源极流向Q2中的漏极，如同在整流二极管中。一旦L4完全放电，则L4的电流再次反向并且现在从Q4中的漏极流向源极。当电流从Q46的漏极流向源极时，Q46作为开关操作，而非作为整流器操作。当Q46断开且就在下一次激活Q4之前，由于电流反向，L4储存的能量返回到302处的能量输入源。驱动Q4和Q46的控制的协调被时控，使得Q4的体二极管导通。当Q4接通时，随着电流从Q4的源极流向漏极，直到L4的储存的能量全部转移到302处的输入源，Q4初始作为同步整流器操作。在L4已放电之后，L4的电流再次反向且L4开始充电并且通过开关Q4从302的输入源储存能量。
在CCM操作期间，下面的能量平衡方程是公知的：
Vin*TQ4on＝Vout*TQ46on (1)
其中，Vin是302处的输入电压，TQ4on是Q4接通时间，Vout是306处的输出电压，且TQ46on是Q46接通时间。
如果TQ4on＝0.20s、TQ46on＝0.8s且Vin＝48V，则Vout＝12V。因此，无论负载如何，由于L4被迫使在CCM中操作，该示例性操作确保了12V的输出电压。设计L4的值以及开关工作频率，使得L4的峰值电流略大于所需的负载电流的两倍，例如，大约10％确保了在L4中有过剩能量且上述的操作在整个负载范围内发生；如果Q4以占空比D操作，则Q46以占空比(1-D)的互补的方式操作，即，相对于Q46异相。为了防止不可接受的电流尖波，知道的是，期望在Q4的转换与Q46的转换之间有短的转换延迟(死时间)。
如果来自12V输出的负载电流是10A，则对于临界模式操作，峰值(也被称为峰值到峰值)电感器电流将是10A÷0.5÷0.8＝25A，如基于三角形波公知的。在Q4断开时间期间，L4恰好被放电且没有反向电流将跟踪穿过L4。然而，如果工作频率和L4的电感值被选择成使得峰值电流是27A，则将在L4和Q46中建立-2A反向电流。当Q46断开时，随着L4的反向储存的能量转移至302处的输入源，Q46的漏极电压升高。另外，在Q46断开时间期间，Q46的体二极管以无损的方式恢复。当然，在转换期间，由于反向电流方向，Q4的体二极管导通；但当Q4断开时，由于L4的谐振作用，Q4也以无损的方式恢复。公知的是将Q4的切换和Q46的切换之间的转换时间保持为短，以最小化体二极管导通损耗且这应当应用于该示例。
从以上解释，无论是单相还是多相，使用同步整流器的DC-DC转换器可以受益于这样的设计：在该设计中，电感器的峰值电流略大于负载电流的两倍以允许反向电流在电感器中流动。这样的设计与其它设计相比，在较高的开关工作频率下具有较高的功率转换效率。取决于所选择的应用和设备，“略大”的峰值电流可以是作为该负载电流的两倍与该负载电流的两倍的大约百分之十之和的峰值电流。当然，取决于针对目的应用所期望的规范和性能需求，其它值也可被视为“略大”。
关于图8和图10的降压转换器示例，对于一些应用，可以使用所公开的降压多相转换器消除输出电容器C5。在一些应用中，在输出端307上或在POL输入端308处的显著的分布电容是共同的；且如果通过公知技术有效地使用，则不需要输出电容器。消除输出电容器可以显著地降低转换器成本、降低转换器形状因数并提高转换器的功率密度。
与现有技术的隔离的IBC相比，在突然的负载变化期间，由于简单的恒定占空比操作，图10的示例可以具有差的动态响应时间。对于需要较好的动态响应的这样的应用，可需要输出电容器。图10的另一潜在的缺点涉及：如以上关于反激式转换器示例所讨论的，如果需要75V到100V的MOSFET，由于较高的反向恢复能量引起的功率损耗。图10的示例的这两个问题以关于图9的反激式转换器示例所描述的相同的方式解决。
关于图9和图10所公开的示例及其操作的一个潜在缺点是转换器的效率。开关、同步整流器以及电感器中的损耗由于这些设备中的固定的RMS(均方根)电流，是恒定的。在无负载情况下，与满负载相当的相同能量被转移到输出电容器且返回到输入源，导致能量循环。因此，图9和图10的转换器在满负载下具有其最佳效率。使用具有非常低的导通电阻的合适半导体，可以实现高效率，且如果功率密度最大化是主要目标，则图9和图10的示例应当是可接受的。而且，与续流整流器的体二极管的反向恢复相关联的问题通过以上示例解决，包括消除电压尖脉冲缓冲电路。在大多数情况下，公开示例的成本节约将大于能量再循环中的功率损失的成本。
如果不能够损害在较小的负载下的效率，则图11、图12和图13中示出的示例可以用来产生从无负载到满负载的平坦的效率曲线。
在图11和图12的示例中，如图13所示，无论负载如何，反激式转换器(图11)和降压转换器(图12)均在固定的、恒定占空比下操作，且工作频率根据负载变化。所选择的固定的占空比基于在电压输入水平和期望的输出水平之间所需的增益比或降压比，如上所解释的。对于该示例，仅描述了两频率操作，但是可以采用在另外的负载水平下操作的另外的频率。如上文详细描述的，电感值和最小的工作频率被选择成使得，最大的峰值电感电流被有意地设计成略大于满负载下所需的电感电流。这确保了反向电流并消除了同步整流器MOSFET的体二极管的反向恢复损耗。在图11和图12中的每一图的降低循环能量的示例中，在低于一半负载的负载下，如图13的箭头1300所指示的，将工作频率加倍，同时保持相同的占空比。箭头1302指示在高于满负载的50％的负载下，额定的工作频率。
可以使用感测电阻或另一其它类型的电流传感器来感测负载电流。例如，可以通过将电流感测电阻器R1放置成与输出端306或307串联并使用传感器1100或1200确定负载电流，来感测负载电流。当负载低于50％时，在新周期的开始时，使频率加倍。如果在满负载下，占空比是20％且工作频率是100kHz，则在相同的占空比下将工作频率加倍到200kHz使开关Q4或Q5的导通时间减小一半。结果是，与满负载情况相比，仅产生峰值电感电流的一半，同时仍确保峰值电流高于支持负载并产生流经同步整流器Q46或Q55的反向电流所需的电流。剩余操作与以上所述的相同，但在低于一半负载的情况下具有提高的效率。
还可以创建一些工作频率变化步骤。例如，开关控制器可以在高于50％的负载下且在100kHz下以20％的占空比操作、在50％与25％之间的负载下且在200kHz下以20％的占空比操作，并且在低于25％的负载下且在400kHz下以20％的占空比操作。另外的工作频率步骤还可以在负载下降时提高转换器的效率。这些频率变化步骤利用数字控制容易地实现并避免了复杂的控制回路和稳定性问题。在检测到电流阈值的变化之后，应当在新周期的开始时施加频率变化。该公开的频率加倍方法确保可对负载变化的非常快速的瞬态响应并降低了较小负载下的损耗。当将该概念应用于多相的交错设计时，当在零相位下工作的电源轨道开始操作时，新的周期开始。
有多种方式来检测负载变化，且用电流传感器感测输出电流仅仅是一个示例。可以通过感测输入电流来间接地感测或估计负载电流。还可以通过感测在接通的情况下每个控制开关的体二极管导通的不存在而检测负载电流。如上所解释的，示例性设计确保了电感器中的反向电流以迫使开关体二极管的导通。当负载电流增大时，电感器可以进入CCM且电感器电流可以不反向。检测电流反向的该不存在还可以用来指示负载电流的增大。
与图11到图13相关的示例性公开提供了DC-DC转换器，其中，当在反激式转换器和降压转换器中的一者的输出端处的负载减小时，在开关控制器输出的开关频率增大，且在开关控制器输出的占空比被保持。至少在一个预定的负载水平和可能地多个负载水平下，实现开关频率增大。这些示例的开关控制器还可以包括负载电流传感器和负载电流估计器中的至少一者，如所描述的。
还可以在小的负载下，停止具有多个交错的电源轨道的转换器的一些相位，以提高效率和动态响应。例如，在具有N数目个相位(或交错的电源轨道)的转换器中，在小负载下，转换器的开关控制器可以迫使转换器以仅仅N-M个相位操作，其中，M小于N。例如，如果转换器具有四个相位，其中，每个电源轨道以90°相移操作，N＝4。在小负载下，例如低于25％，其中两个相位可以关闭，因此M＝2，其中产生90°到180°的相移调节。当负载增大到高于满负载的25％时，所有的四个相位可以再次启用，其中相移变化返回到90°。该示例增大了转换器的动态频率响应，而不改变工作频率。陈述此的另一方式是转换器具有N数目个交错的电源轨道，且开关控制器至少在小于满负载的一个预定的负载水平下，引起转换器操作N-M个数目的交错电源轨道，其中M小于N。
已出于说明和描述目的提供了实施方式的以上描述。其不意图是详尽的或限制本发明。特定实施方式的各个元件或特征通常不限于该特定实施方式，而是在适用的情况下，即使没有具体示出或描述，也可以互换且可以用在所选择的实施方式中。其也可以以很多方式改变。这样的变型不应当被视为脱离本发明，且所有这样的改动意图被包括在本发明的范围内。
提供示例性实施方式，使得本发明将是彻底的，且将充分地将范围传达给本领域的技术人员。提出了大量的具体细节，诸如具体部件、设备和方法的示例，以提供对本发明的实施方式的透彻理解。本领域的技术人员将明白，具体细节不一定被采用，示例性实施方式可以以多种不同的方式体现，且都不应当被视为限制本发明的范围。在一些示例性实施方式中，公知的方法、公知的设备结构以及公知的技术未作详细描述。
本文中使用的技术仅出于描述特定的示例性实施方式的目的，且不意图是限制性的。本文中使用的单数形式“一”和“该”可以意图也包括复数形式，上下文另有明确指示除外。术语“包括”、“包含”、以及“具有”是包含性的且因此指定存在阐明的特征、整数、步骤、操作、元件和/或部件，但不排除存在或添加有一个或多个其它的特征、整数、步骤、操作、元件、部件和/或其群组。本文描述的方法步骤、过程和操作不应被视为一定要求其执行以所讨论或示出的特定顺序进行，除非被具体确定为一执行顺序。还应当理解，可以采用另外的或替选的步骤。
尽管术语“第一”、“第二”、“第三”等可以在本文中用来描述各个元件、部件、区域、层和/或部分，但这些元件、部件、区域、层和/或部分应当不受这些术语限制。这些术语可以仅用来将一个元件、一个部件、一个区域、一个层、一个部分与另一区域、另一层或另一部分区分开。诸如“第一”、“第二”的术语和其它数字术语在本文中使用时，不意味着序列或顺序，除非上下文有明确指示。因此，在不脱离示例性实施方式的教导的情况下，下面讨论的第一元件、第一部件、第一区域、第一层、或第一部分可被称为第二元件、第二部件、第二区域、第二层或第二部分。

Claims (10)

1.一种用于在数据通信和电信网络中使用的DC-DC电源转换器，其中，所述电源转换器用于连接在前端AC-DC电源与负载点电路之间，所述DC-DC电源转换器包括：
未调节的反激式转换器和未调节的降压转换器中的一者，其中，所述反激式转换器和所述降压转换器均具有用于连接至所述前端AC-DC电源的输出端的输入端以及用于连接至所述负载点电路的输入端的输出端；以及
开关控制器，所述开关控制器具有连接到所述反激式转换器的输入端和所述降压转换器的输入端中的一者的输入端，且所述开关控制器具有连接至所述反激式转换器的开关和所述降压转换器的开关中的一者的输出端。
2.根据权利要求1所述的DC-DC电源转换器，其中，所述DC-DC电源转换器和所述负载点电路均形成线卡的一部分。
3.根据权利要求1所述的DC-DC电源转换器，其中，所述反激式转换器的开关和所述降压转换器的开关均是金属氧化物半导体场效应晶体管MOSFET。
4.根据权利要求1所述的DC-DC电源转换器，其中，所述反激式转换器和所述降压转换器均是非隔离式转换器。
5.根据权利要求1所述的DC-DC电源转换器，其中，所述反激式转换器是隔离式的。
6.根据权利要求5所述的DC-DC电源转换器，其中，变压器具有1:1的一次绕组与二次绕组的比率。
7.根据权利要求1所述的DC-DC电源转换器，其中，所述反激式转换器和所述降压转换器均包括用于控制流经电感器的电流的二极管。
8.根据权利要求1所述的DC-DC电源转换器，其中，所述反激式转换器和所述降压转换器均包括用于控制流经电感器的电流的同步整流器MOSFET。
9.根据权利要求8所述的DC-DC电源转换器，其中，所述反激式转换器的所述开关和所述降压转换器的所述开关中的一者以与所述同步整流器MOSFET互补的方式操作，在所述反激式转换器的所述开关和所述降压转换器的所述开关中的一者的转换与所述同步整流器MOSFET的转换之间包括短的转换延迟。
10.根据权利要求8所述的DC-DC电源转换器，其中，所述电感器的峰值电流略大于负载电流的两倍，以允许反向电流在所述电感器中流动。
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