CN105827256A - 基于数字滤波的移动gsm与铁路gsm-r干扰抑制系统和方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种能够抑制移动GSM信号对铁路GSM‑R干扰的系统及方法，系统由模数转换器、数字滤波器、数模转换器和功率放大器组成，能够应用在铁路附近移动公司GSM基站上，安装在基站设备输出端和天线输入端之间。在应用时，本发明首先将基站输出的带通模拟信号进行模数转换，转换成数字信号，再通过数字滤波器，抑制在铁路GSM‑R频段内的信号电平，然后通过数模转换，将通带外电平已被抑制的信号还原成模拟信号，放大信号功率，输送给天线。经实验验证，本发明可有效抑制移动GSM信号对铁路GSM‑R干扰，在GSM基站设备以10W功率发射时，GSM‑R频段内的干扰信号电平由未安装时的‑75dBw左右，下降为‑105dBw以下，符合铁路调度信号对于该频段内干扰信号低于‑105dBw的要求。

Description

基于数字滤波的移动GSM与铁路GSM-R干扰抑制系统和方法

技术领域

本发明涉及移动通信信号优化技术领域，特别是一种基于数字滤波的移动GSM(GlobalSystem for Mobile Communication)与铁路GSM-R(GSM for Railways)干扰抑制系统和方法。

背景技术

GSM-R系统为原铁道部从欧洲引入作为我国铁路专用的数字移动通信系统，并在此基础上发展出适合中国特点的CTCS(Chinese Train Control System)系列安全调度和列车自动化控制系统。GSM-R系统是一种主体基于GSM标准基础上，增加了针对铁路高速环境和调度需求而进行过改良的系统。它使用中国移动GSM公网退让的两个频段。当前，我国CTCS-3(Chinese Train Control System-3)等级铁路(设计最高时速约350公里/小时)已全部使用GSM-R无线信号进行列车自动控制。可以说如果离开了GSM-R网络，列车高速运行毫无安全性可言。

中国移动GSM900频段与铁路GSM-R频段相邻，其中：移动GSM900上行频段为890～915兆赫兹(MHz)；下行频段为935～960(10w)MHz；铁路GSM-R频段上行频段为885～890MHz；下行频段为930～935MHz(铁路实际用到934MHz，保留1MHz作为保护间隔)。在实际运行中铁路GSM-R系统与中国移动GSM系统工作在相近频段，在铁路沿线，两系统基站间存在同、邻频设台现象，另外，GSM系统采用的宽带直放站对整个上下行通带所有信号、噪声进行放大，导致两个或多个GSM信号作为干扰信号同时加到GSM-R接收机时，由于非线性的作用，这些干扰信号的组合频率有时会恰好等于或接近GSM-R信号频率，当其幅值达到一定值时，就会形成互调干扰，直接影响GSM-R系统的稳定运用，危及高速铁路的行车安全。

为保障铁路运行安全，现有的解决方法是调节GSM基站的发射功率、频率配置、天线俯仰角和方位角等参数避免GSM信号对GSM-R的干扰。其中调节GSM基站的发射功率、天线俯仰角和方位角造成了铁路沿线话音质量下降，频率配置造成频谱利用率下降，建设成本提高等弊端。

发明内容

本发明要解决的技术问题为：提出一种基于数字滤波的移动GSM与铁路GSM-R干扰抑制系统和方法，以有效抑制在铁路沿线GSM信号对铁路GSM-R系统形成的干扰，同时保证铁路沿线GSM话音质量，提高频谱利用率和减少建设成本。

本发明采取的技术方案具体为：基于数字滤波的移动GSM与铁路GSM-R干扰抑制系统，包括依次连接的模数转换器、高通FIR数字滤波器、数模转换器和放大器；

模数转换器接收移动GSM基站设备输出的带通模拟信号，进行模数转换，生成数字信号，输出至高通FIR数字滤波器；

高通FIR数字滤波器对接收到的数字信号进行带通FIR数字滤波，以抑制对铁路GSM-R信号的干扰，并将滤波后的数字信号输出至模数转换器；

数模转换器对接收到的滤波后的数字信号进行数模转换，生成模拟信号，输出至放大器；

放大器对接收到的信号进行功率放大，放大至移动GSM信号的规定功率，传输给天线。

进一步的，本发明上述系统中，高通FIR数字滤波器的通带截止频率为935MHz，阻带截止频率为934MHz；最大通带波纹为1.5分贝，滤波器的最小幅度衰减为-115dB。

更进一步的，由于移动GSM下行信号最高频率为f_H＝960MHz，因此本发明模数转换器的采样频率选为f_s＝2.5*960＝2400MHz，可保证采样后信号满足无失真条件。

本发明基于数字滤波的移动GSM与铁路GSM-R干扰抑制方法，包括以下步骤：

步骤一，模数转换：将移动GSM基站设备输出的带通模拟信号转换成数字信号；

步骤二，对转换为数字信号的带通模拟信号进行高通FIR数字滤波，其中所采用的高通有限脉冲响应FIR数字滤波器的设计步骤包括：

2-1对所采用的高通有限脉冲响应FIR数字滤波器的参数进行定义，包括滤波器通带截止频率fpass、阻带截止频率fstop、最大通带波纹δpass和最小幅度衰减δstop；

2-2由经验公式(1)，估计高通FIR数字滤波器的阶数N：

$N=\frac{D_{\mathrm{\∞}}({\mathrm{\δ}}_{pass},{\mathrm{\δ}}_{stop})}{|f_{pass}-f_{stop}|}-f\left(\frac{{\mathrm{\δ}}_{pass}}{{\mathrm{\δ}}_{stop}}\right)\·|f_{pass}-f_{stop}|+1---\left(1\right);$

其中，

$\begin{array}{c}{D}_{\mathrm{\∞}}({\mathrm{\δ}}_{pass},{\mathrm{\δ}}_{stop})=\[5.309\×{10}^{-3}{\left({\log }_{10}{\mathrm{\δ}}_{pass}\right)}^2+7.114\×{10}^{-2}\left({\log }_{10}{\mathrm{\δ}}_{pass}\right)-0.4761\]{\log }_{10}{\mathrm{\δ}}_{stop}\\ -\[2.66\×{10}^{-3}{\left({\log }_{10}{\mathrm{\δ}}_{pass}\right)}^2+0.5941\left({\log }_{10}{\mathrm{\δ}}_{pass}\right)+0.4278\]\end{array}---\left(2\right);$

$f\left(\frac{{\mathrm{\δ}}_{pass}}{{\mathrm{\δ}}_{stop}}\right)=0.51244{\log }_{10}\left(\frac{{\mathrm{\δ}}_{pass}}{{\mathrm{\δ}}_{stop}}\right)+11.01217---\left(3\right);$

2-3根据步骤2-2得到的滤波器阶数N，利用Parks-McClellan算法获得高通FIR数字滤波器的系数，进而利用相应高通FIR数字滤波器对步骤一得到的数字信号进行滤波；

步骤三，对经高通FIR滤波得到的数字信号进行数字滤波，将频率低于935MHz的信号即通带外信号功率抑制到-110dB以下；

步骤四，将通带外电平已被抑制的数字信号还原成带通模拟信号；

步骤五，将步骤四得到的信号功率放大至移动公司规定的10W，然后传输给天线。

本发明通过设计高通FIR数字滤波器，为GSM基站发射信号提供额外的带外抑制比，抑制GSM发射信号在铁路GSM-R发射信号频段内的电平。所需高通FIR数字滤波器的频率设置与GSM和GSM-R发射信号的频率范围有关，其通带截止频率应该小于等于GSM发射信号最低频点，其阻带截止频率应该大于等于GSM-R发射信号最高频点。移动GSM基站的发射信号频段为935～960MHz，铁路GSM-R基站的发射信号频段为930～934MHz，根据这两种信号的所占频带，设计具有窄过渡带的高通FIR数字滤波器，滤除935MHz以下的信号。

进一步的，本发明步骤2-1中，所采用的高通有限脉冲响应FIR数字滤波器的参数为：f_pass＝935MHz，f_stop＝934MHz，(δ_pass)_dB＝1.5dB，(δ_stop)_dB＝-115dB。根据上述参数，由公式(1)(2)(3)可得出滤波器阶数N＝6792。

更进一步的，本发明步骤2-3中，利用Parks-McClellan算法获得高通FIR数字滤波器的系数，包括以下步骤：

2-3-1在通带和阻带范围内，根据滤波器阶数N，选定N/2+2个频率点作为初始的误差极值频率；

2-3-2初始化迭代序号k＝0；

2-3-3：开始迭代，k＝k+1；

2-3-4：对于当前第k次迭代，利用误差极值频率点求解方程组式(4)，从而获得本次迭代中的最佳滤波器系数{d_k}_{k＝0,…,N/2}：

其中，表示滤波器在频率上的理想幅度响应，为频域权重函数W(f)在频率点上的函数值，W(f)的具体取值由下式(5)计算：

$W\left(f\right)=\left\{\begin{array}{cc}\frac{{\mathrm{\δ}}_{stop}}{{\mathrm{\δ}}_{pass}}& f\∈B_{pass}\\ 1& f\∈B_{stop}\end{array}\right.---\left(5\right)$

B_pass和B_stop分别表示通带和阻带频率段；

利用公式(6)计算该滤波器在误差极值频率点上的幅度响应误差以及极值频率点上的幅度响应误差上限值ρ_k：

$E\left(f\right)=W\left(f\right)(\underset{k=0}{\overset{N/2}{\Σ}}{d}_{k}cos2k\mathrm{\π}f-D(f\left)\right)---\left(6\right)$

2-3-5利用本次迭代中最佳滤波器系数{d_k}_{k＝0,…,N/2}和误差函数计算公式(6)获得通带和阻带内所有频率点上的误差函数值E(f)的绝对值；

2-3-6寻找通带和阻带上误差函数E(f)绝对值的局部最大值E_max(f)；

2-3-7如果E_max(f)≧|ρ_k|，则在通带和阻带内搜寻新的误差极值频率点重复步骤2-3-3至步骤2-3-7，直至最佳滤波器系数{d_k}_{k＝0,…,N/2}收敛，则程序终止，输出滤波器系数d_k。

有益效果

本发明所设计采用的高通FIR数字滤波器在带外干扰滤波上具有强劲抑制能力，从而抑制移动GSM信号对铁路GSM-R信号的干扰，配合模数转换、FIR滤波、数模转换及功率放大的作用，使得本发明可在有效保障GSM正常发射功率的前提下，将移动铁路沿线基站的发射功率由现在的1w恢复到10w以上，并将隔离保护频率带从现在的6MHz缩小到1MHz，保障铁路调度信号安全，同时提高频谱利用率与铁路沿线话音质量，降低GSM基站建设成本。

附图说明

图1所示为本发明系统结构示意图；

图2所示为本发明方法流程示意图；

图3所示为利用Parks-McClellan算法获得滤波器系数的流程示意图；

图4所示为GSM基站在935MHz频点附近发射信号的频谱测量图；

图5所示为FIR高通滤波器频率响应图；

图6所示为FIR高通滤波器通带内的幅度响应图；

图7所示为FIR高通滤波器阻带内的幅度响应图。

具体实施方式

以下结合附图和具体实施例进一步描述。

如图1所示，本发明基于数字滤波的移动GSM与铁路GSM-R干扰抑制系统，包括依次连接的模数转换器ADC、高通FIR数字滤波器、数模转换器DAC和放大器；模数转换器接收移动GSM基站设备输出的带通模拟信号，进行模数转换，生成数字信号，输出至高通FIR数字滤波器；高通FIR数字滤波器对接收到的数字信号进行带通FIR数字滤波，以抑制对铁路GSM-R信号的干扰，并将滤波后的数字信号输出至模数转换器；数模转换器对接收到的滤波后的数字信号进行数模转换，生成模拟信号，输出至放大器；放大器对接收到的信号进行功率放大，放大至移动GSM信号的规定功率，传输给天线。

在应用时，将本发明系统安装在基站设备输出端和天线输入端之间，可有效抑制在铁路沿线GSM信号对铁路GSM-R系统形成的干扰，同时保证铁路沿线GSM话音质量，提高频谱利用率和减少建设成本。

相应的，参考图2，本发明基于数字滤波的移动GSM与铁路GSM-R干扰抑制方法，包括以下步骤：

步骤一，模数转换：将移动GSM基站设备输出的带通模拟信号转换成数字信号；

步骤二，对转换为数字信号的带通模拟信号进行高通FIR数字滤波，其中所采用的高通有限脉冲响应FIR数字滤波器的设计步骤包括：

2-1对所采用的高通有限脉冲响应FIR数字滤波器的参数进行定义，包括滤波器通带截止频率fpass、阻带截止频率fstop、最大通带波纹δpass和最小幅度衰减δstop；

2-2由经验公式(1)，估计高通FIR数字滤波器的阶数N：

$N=\frac{D_{\mathrm{\∞}}({\mathrm{\δ}}_{pass},{\mathrm{\δ}}_{stop})}{|f_{pass}-f_{stop}|}-f\left(\frac{{\mathrm{\δ}}_{pass}}{{\mathrm{\δ}}_{stop}}\right)\·|f_{pass}-f_{stop}|+1---\left(1\right)$

其中，

$\begin{array}{c}{D}_{\mathrm{\∞}}({\mathrm{\δ}}_{pass},{\mathrm{\δ}}_{stop})=\[5.309\×{10}^{-3}{\left({\log }_{10}{\mathrm{\δ}}_{pass}\right)}^2+7.114\×{10}^{-2}\left({\log }_{10}{\mathrm{\δ}}_{pass}\right)-0.4761\]{\log }_{10}{\mathrm{\δ}}_{stop}\\ -\[2.66\×{10}^{-3}{\left({\log }_{10}{\mathrm{\δ}}_{pass}\right)}^2+0.5941\left({\log }_{10}{\mathrm{\δ}}_{pass}\right)+0.4278\]\end{array}---\left(2\right)$

$f\left(\frac{{\mathrm{\δ}}_{pass}}{{\mathrm{\δ}}_{stop}}\right)=0.51244{\log }_{10}\left(\frac{{\mathrm{\δ}}_{pass}}{{\mathrm{\δ}}_{stop}}\right)+11.01217---\left(3\right)$

2-3根据步骤2-2得到的滤波器阶数N，利用Parks-McClellan算法获得高通FIR数字滤波器的系数，进而利用相应高通FIR数字滤波器对步骤一得到的数字信号进行滤波；

步骤三，对经高通FIR滤波得到的数字信号进行数字滤波，将频率低于935MHz的信号即通带外信号功率抑制到-110dB以下；

步骤四，将通带外电平已被抑制的数字信号还原成带通模拟信号；

步骤五，将步骤四得到的信号功率放大至移动公司规定的10W，然后传输给天线。

实施例

本发明系统中，ADC、DAC及放大器皆可采用现有技术。高通FIR数字滤波器为具有运算功能的处理器，可采用专用集成电路ASIC或数字信号处理器DSP。

高通FIR数字滤波器的通带截止频率为935MHz，阻带截止频率为934MHz；最大通带波纹为1.5分贝，滤波器的最小幅度衰减为-115dB。

以下根据本发明方法步骤分阶段对进行详述。

模数转换阶段：

由于移动GSM下行信号最高频率为f_H＝960MHz，因此本发明模数转换器的采样频率选为f_s＝2.5*960＝2400MHz，可保证采样后信号满足无失真条件。

高通FIR数字滤波阶段：包括对高通FIR滤波器的设计，

由于现有的移动GSM基站发射系统频率响应无法做到理想的阶跃方式，所以其下行带通信号具有相对较宽的频率过渡带，在GSM-R的下行频段内产生了一定的带外干扰信号。图4是GSM基站在935MHz频点附近发射信号(接入天线前)的频谱测量图，当发射信号峰值功率约为-39分贝毫瓦(dBm)时，在934MHz测量到的带外信号功率为-90dBm。GSM基站本身的带外抑制比约为-50dB。计算方法如下：

GSM基站带外抑制比＝带外信号功率÷带内峰值功率＝-51dB

当发射功率为10w即40dBm时，带外信号功率约为-10dBm，考虑到馈线损耗、天线增益、路径损耗等因素，现场用手持终端设备测量带外信号功率高达-70dBm。根据铁路局要求，GSM系统到达铁路产生的带外干扰不应大于-105dBm。为了抑制带外干扰信号，通过设计高通FIR数字滤波器，为GSM基站发射信号提供额外的带外抑制比，抑制GSM发射信号在铁路GSM-R发射信号频段内的电平。由于铁路沿线基站距离铁路的距离往往小于100米(m)，采用自由空间传播模型估算所需的滤波器抑制比：滤波器抑制比＝GSM基站单载波带外功率-馈线损耗+放大器增益+天线增益-路径损耗+保护余量。根据经验参数可以估算出所需高通FIR数字滤波器抑制比应为-115dB。

本发明所需高通FIR数字滤波器的频率设置与GSM和GSM-R发射信号的频率范围有关，其通带截止频率应该小于等于GSM发射信号最低频点，其阻带截止频率应该大于等于GSM-R发射信号最高频点。移动GSM基站的发射信号频段为935～960MHz，铁路GSM-R基站的发射信号频段为930～934MHz，根据这两种信号的所占频带，设计具有窄过渡带的高通FIR数字滤波器，滤除935MHz以下的信号。

因此，本实施例中，高通FIR滤波器设计的各项参数设置如下：

滤波器通带截止频率由移动GSM的最低频率决定，设为f_pass＝935MHz；

滤波器阻带截止频率由铁路GSM-R的最高频率决定，设为f_stop＝934MHz；

通带内，理想情况下的滤波器幅度响应为0dB，根据实际情况，将最大通带波纹设为(δ_pass)_dB＝1.5dB；

阻带内，滤波器的最小幅度衰减取决于预设的滤波器抑制比，因此滤波器的最小幅度衰减为(δ_stop)_dB＝-115dB。

由经验公式，估计高通FIR数字滤波器的阶数N：

$N=\frac{D_{\mathrm{\∞}}({\mathrm{\δ}}_{pass},{\mathrm{\δ}}_{stop})}{|f_{pass}-f_{stop}|}-f\left(\frac{{\mathrm{\δ}}_{pass}}{{\mathrm{\δ}}_{stop}}\right)\·|f_{pass}-f_{stop}|+1---\left(1\right)$

其中，

$\begin{array}{c}{D}_{\mathrm{\∞}}({\mathrm{\δ}}_{pass},{\mathrm{\δ}}_{stop})=\[5.309\×{10}^{-3}{\left({\log }_{10}{\mathrm{\δ}}_{pass}\right)}^2+7.114\×{10}^{-2}\left({\log }_{10}{\mathrm{\δ}}_{pass}\right)-0.4761\]{\log }_{10}{\mathrm{\δ}}_{stop}\\ -\[2.66\×{10}^{-3}{\left({\log }_{10}{\mathrm{\δ}}_{pass}\right)}^2+0.5941\left({\log }_{10}{\mathrm{\δ}}_{pass}\right)+0.4278\]\end{array}---\left(2\right)$

$f\left(\frac{{\mathrm{\δ}}_{pass}}{{\mathrm{\δ}}_{stop}}\right)=0.51244{\log }_{10}\left(\frac{{\mathrm{\δ}}_{pass}}{{\mathrm{\δ}}_{stop}}\right)+11.01217---\left(3\right)$

对于给定参数f_pass＝935MHz，f_stop＝934MHz，(δ_pass)_dB＝1.5dB，(δ_stop)_dB＝-115dB，由(1)得出滤波器阶数N＝6792。

然后根据N，利用Parks-McClellan算法获得最终的高通FIR数字滤波器系数，如图3所示，具体步骤如下：

2-3-1在通带和阻带范围内，根据滤波器阶数N，选定N/2+2个频率点作为初始的误差极值频率；

2-3-2初始化迭代序号k＝0；

2-3-3：开始迭代，k＝k+1；

2-3-4：对于当前第k次迭代，利用误差极值频率点求解方程组式(4)，从而获得本次迭代中的最佳滤波器系数{d_k}_{k＝0,…,N/2}：

其中，表示滤波器在频率上的理想幅度响应，为频域权重函数W(f)在频率点上的函数值，W(f)的具体取值由下式(5)计算：

$W\left(f\right)=\left\{\begin{array}{cc}\frac{{\mathrm{\δ}}_{stop}}{{\mathrm{\δ}}_{pass}}& f\∈B_{pass}\\ 1& f\∈B_{stop}\end{array}\right.---\left(5\right)$

B_pass和B_stop分别表示通带和阻带频率段；

利用公式(6)计算该滤波器在误差极值频率点上的幅度响应误差以及极值频率点上的幅度响应误差上限值ρ_k：

$E\left(f\right)=W\left(f\right)(\underset{k=0}{\overset{N/2}{\Σ}}{d}_{k}cos2k\mathrm{\π}f-D(f\left)\right)---\left(6\right)$

2-3-5利用本次迭代中最佳滤波器系数{d_k}_k＝_0,…,N/2和误差函数计算公式(10)获得通带和阻带内所有频率点上的误差函数值E(f)的绝对值；

2-3-6寻找通带和阻带上误差函数E(f)绝对值的局部最大值E_max(f)；

2-3-7如果E_max(f)≧|ρ_k|，则在通带和阻带内搜寻新的误差极值频率点重复步骤2-3-3至步骤2-3-7，直至最佳滤波器系数{d_k}_{k＝0,…,N/2}收敛，则程序终止，输出滤波器系数d_k。

利用以上步骤所获FIR滤波器的幅度响应图如图5所示，频率高于935MHz的部分为通带，通带内波纹如图6所示小于等于1.5dB。频率低于934MHz的部分为阻带，阻带内幅度衰减如图7所示大于等于-120dB。频率从934MHz到935MHz的部分为通带与阻带之间的过渡带。图5，图6和图7的横轴为频率，单位为十亿赫兹(GHz)，竖轴为归一化后取对数的幅度，单位为dB。

用上述设计的高通FIR数字滤波器对数字信号进行滤波，将频率低于935MHz的信号即通带外信号功率抑制到-100dB以下。

数模转换阶段：

将通带外电平已被抑制的数字信号还原成带通模拟信号；

功率放大阶段：

通过放大器将信号功率放大至移动公司规定的10w，输送给天线。

通过多次测试验证表明：移动GSM基站的发射信号功率在935～960MHz频带内始终保持在10w以上，同时，该发射信号的带外信号功率在930～934MHz频带内始终小于-110dBm。既满足铁路调度信号安全的要求，又满足了恢复铁路沿线移动GSM发射信号频率，提高铁路沿线移动GSM发射信号功率的要求。

由于现有的GSM基站发射系统频率响应无法做到理想的阶跃方式，所以GSM带外信号对铁路GSMR干扰无法避免。本发明在国内外首次采用高性能数字滤波系统抑制GSM带外信号，成功的在保证GSM正常发射功率的前提下，保障铁路调度信号安全。通过高通FIR数字滤波器在带外干扰滤波上的强劲抑制能力，在保障铁路运行安全的前提下，将移动铁路沿线基站的发射功率由现在的1w恢复到10w以上，并将隔离保护频率带从现在的6MHz缩小到1MHz。最终达到提高铁路沿线话音质量，提高频谱利用率，降低基站建设成本。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和变形，这些改进和变形也应视为本发明的保护范围。

Claims (6)

1.基于数字滤波的移动GSM与铁路GSM-R干扰抑制系统，其特征是，包括依次连接的模数转换器、高通FIR数字滤波器、数模转换器和放大器；

模数转换器接收移动GSM基站设备输出的带通模拟信号，进行模数转换，生成数字信号，输出至高通FIR数字滤波器；

高通FIR数字滤波器对接收到的数字信号进行带通FIR数字滤波，以抑制对铁路GSM-R信号的干扰，并将滤波后的数字信号输出至模数转换器；

数模转换器对接收到的滤波后的数字信号进行数模转换，生成模拟信号，输出至放大器；

放大器对接收到的信号进行功率放大，放大至移动GSM信号的规定功率，传输给天线。

2.根据权利要求1所述的基于数字滤波的移动GSM与铁路GSM-R干扰抑制系统，其特征是，高通FIR数字滤波器的通带截止频率为935MHz，阻带截止频率为934MHz；最大通带波纹为1.5分贝，滤波器的最小幅度衰减为-115dB。

3.根据权利要求1或2所述的基于数字滤波的移动GSM与铁路GSM-R干扰抑制系统，其特征是，模数转换器的采样频率为2400Hz。

4.基于数字滤波的移动GSM与铁路GSM-R干扰抑制方法，包括以下步骤：

步骤一，模数转换：将移动GSM基站设备输出的带通模拟信号转换成数字信号；

步骤二，对转换为数字信号的带通模拟信号进行高通FIR数字滤波，其中所采用的高通有限脉冲响应FIR数字滤波器的设计步骤包括：

2-1对所采用的高通有限脉冲响应FIR数字滤波器的参数进行定义，包括滤波器通带截止频率fpass、阻带截止频率fstop、最大通带波纹δpass和最小幅度衰减δstop；

2-2由经验公式(1)，估计高通FIR数字滤波器的阶数N：

$N=\frac{D_{\mathrm{\∞}}({\mathrm{\δ}}_{pass},{\mathrm{\δ}}_{stop})}{|f_{pass}-f_{stop}|}-f\left(\frac{{\mathrm{\δ}}_{pass}}{{\mathrm{\δ}}_{stop}}\right)\·|f_{pass}-f_{stop}|+1---\left(1\right)$

其中，

$\begin{array}{c}{D}_{\mathrm{\∞}}\left({\mathrm{\δ}}_{pass},{\mathrm{\δ}}_{stop}\right)=\[5.309\×{10}^{-3}{\left({\log }_{10}{\mathrm{\δ}}_{pass}\right)}^2+7.114\×{10}^{-2}\left({\log }_{10}{\mathrm{\δ}}_{pass}\right)-0.4761\]{\log }_{10}{\mathrm{\δ}}_{stop}\\ -\[2.66\×{10}^{-3}{\left({\log }_{10}{\mathrm{\δ}}_{pass}\right)}^2+0.5941\left({\log }_{10}{\mathrm{\δ}}_{pass}\right)+0.4278\]\end{array}---\left(2\right)$

$f\left(\frac{{\mathrm{\δ}}_{pass}}{{\mathrm{\δ}}_{stop}}\right)=0.51244{\log }_{10}\left(\frac{{\mathrm{\δ}}_{pass}}{{\mathrm{\δ}}_{stop}}\right)+11.01217---\left(3\right)$

2-3根据步骤2-2得到的滤波器阶数N，利用Parks-McClellan算法获得高通FIR数字滤波器的系数，进而利用相应高通FIR数字滤波器对步骤一得到的数字信号进行滤波；

步骤三，对经高通FIR滤波得到的数字信号进行数字滤波，将频率低于935MHz的信号即通带外信号功率抑制到-110dB以下；

步骤四，将通带外电平已被抑制的数字信号还原成带通模拟信号；

步骤五，将步骤四得到的信号功率放大至移动公司规定的10W，然后传输给天线。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征是，步骤2-1中，所采用的高通有限脉冲响应FIR数字滤波器的参数为：f_pass＝935MHz，f_stop＝934MHz，(δ_pass)_dB＝1.5dB，(δ_stop)_dB＝-115dB。

6.根据权利要求4或5所述的方法，其特征是，步骤2-3中，利用Parks-McClellan算法获得高通FIR数字滤波器的系数，包括以下步骤：

2-3-1在通带和阻带范围内，根据滤波器阶数N，选定N/2+2个频率点{f_i ⁽⁰⁾}_{i＝0,…,N/2+1}作为初始的误差极值频率；

2-3-2初始化迭代序号k＝0；

2-3-3：开始迭代，k＝k+1；

2-3-4：对于当前第k次迭代，利用误差极值频率点{f_i ^(k-1)}_{i＝0,…,N/2+1}，求解方程组式(4)，从而获得本次迭代中的最佳滤波器系数{d_k}_{k＝0,…,N/2}：

其中，D(f_i ^(k-1))_{i＝0,…,N/2+1}表示滤波器在频率{f_i ^(k-1)}_{i＝0,…,N/2+1}上的理想幅度响应，W(f_i ^(k-1))为频域权重函数W(f)在频率点f_i ^(k-1)上的函数值，W(f)的具体取值由下式(5)计算：

$W\left(f\right)=\left\{\begin{array}{cc}\frac{{\mathrm{\δ}}_{stop}}{{\mathrm{\δ}}_{pass}}& f\∈B_{pass}\\ 1& f\∈B_{stop}\end{array}\right.---\left(5\right)$

B_pass和B_stop分别表示通带和阻带频率段；

利用公式(6)计算该滤波器在误差极值频率点{f_i ^(k-1)}_{i＝0,…,N/2+1}上的幅度响应误差{E(f_i ^(k-1))}_{i＝0,…,N/2+1}，以及极值频率点上的幅度响应误差上限值ρ_k：

$E\left(f\right)=W\left(f\right)(\underset{k=0}{\overset{N/2}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{k}cos2k\mathrm{\π}f-D(f\left)\right)---\left(6\right)$

2-3-5利用本次迭代中最佳滤波器系数{d_k}_{k＝0,…,N/2}和误差函数计算公式(6)获得通带和阻带内所有频率点上的误差函数值E(f)的绝对值；

2-3-6寻找通带和阻带上误差函数E(f)绝对值的局部最大值E_max(f)；

2-3-7如果E_max(f)≧|ρ_k|，则在通带和阻带内搜寻新的误差极值频率点{f_i ^(k)}，重复步骤2-3-3至步骤2-3-7，直至最佳滤波器系数{d_k}_{k＝0,…,N/2}收敛，则程序终止，输出滤波器系数d_k。