CN105814831A - 通信系统里发射机和接收机之间的时间同步系统和方法 - Google Patents

Abstract

本发明描述的系统和方法能够提供有关非相干调制信号和/或差分相干调制信号的基于训练序列或基于前导序列的同步。通过使用一种消除接收信号的载波频率偏移(CFO)效应的技术，进行时间同步。通过使用一种由接收信号CFO引起的恒定偏置以估计CFO的技术，进行频率同步。额外地或可替代地，通过使用一种由CFO引起相位旋转以估计CFO的技术，进行频率同步。本发明的时间同步和频率同步可以独立进行，不需要使用一个同步运算的结果来进行另一个同步的运算。

Description

通信系统里发射机和接收机之间的时间同步系统和方法

【相关申请】

本发明与美国专利申请(律师专案号：HKAP.P0107US)，标题为“通信系统里发射机和接收机之间频率同步的系统和方法”，同时提交申请，在此其通过引用结合入本发明。

【技术领域】

本发明涉及发射机和接收机之间的同步，特别涉及使用非相干调制技术和/或差分相干调制技术的通信中的基于训练序列或基于前导序列的同步。

【背景技术】

数字数据通信已经越来越普遍，几乎是随处可见。例如，数字通信已经普遍应用在各种不同数据通信系统里，如计算机网络系统(包括个人局域网(PANs)、局域网(LANs)、城域网(MANs)、广域网(WANs)、互联网等)和通信系统(包括公共交换电话网(PSTN)、蜂窝网络、电缆传输系统等)。

这些数字数据通信运行时，发射机发射二进制信息，经由传输媒介，到一个或多个接收机。例如，发射机上的数据源提供一个信号(如语音信号、视频信号、多媒体信号等)，该信号被数字化后，通过改变一个特定载波(如方波或正弦波)的一个或多个参数(如频率、相位、或振幅)进行调制，然后这个被调制的载波被发射到传输媒介。在许多应用里包括码分多址(CDMA)通信系统，都是使用非相干调制技术如频移键控(FSK)，以及差分相干调制技术如差分相移键控(DPSK)，用于数字数据通信。接收机一旦通过传输媒介接收到被调制的载波，会解调并解码信号。但是，传输信号可能会因为传输媒介里的噪声、干扰、和/或失真而遭到破坏或劣化。因此，接收机解调并解码所接收到的劣化信号，估计出原始数据。

为了从所接收到的劣化信号中准确地估计出原始数据，接收机的设计会很复杂，因为发射机和接收机通常不同步。例如，接收机和发射机有关载波的时钟可能不同步，传播延迟可能导致发射机和接收机上有关信号的时差，等等，从而出现有关时间同步的问题。类似地，有关晶体(crystal)、混频器和其它电路的制造差异也可能产生频差，其会导致出现有关频率同步的问题。因此，接收机所接收信号的同步通常是非常重要的，因此为了准确地提取出原始数据，需要进行时间、相位、和/或频率同步。特别是在基于数据包的通信系统里，时间和频率同步对于有效传输是异常关键的，其中时间同步确定所接收信号的符号边界，频率同步估计并补偿发射机和接收机之间的载波频偏(CFO)。

在与发射机进行数字通信时，接收机可以运行解读一个接收信号，以便与发射机建立时间和频率同步。例如，当用户开启手机与基站进行通信时，手机接收机可以运行以与基站发射机同步其时间和频率。因此，接收机的同步功能通常都和接收信号相关联，因此，同步信息是从接收信号导出的。

关于FSK和DPSK调制信号，已经有许多时间同步和频率同步技术。但是，这些技术有时并不适用于某些通信场景或某些通信系统构造。例如，现有的时间同步和频率同步技术经常与低复杂性电路设置、低功耗接收机设置、或采用短期训练序列的通信系统不兼容。此外，某些这类技术还不能提供高性能运行。

一种频率同步的技术，如美国专利8,605,830和8,948,320(在此其通过引用结合入本发明)，使用傅里叶变换在频域里进行频率同步。但是，进行傅里叶变换有着很高的计算复杂度，导致需要使用相当大的电路芯片尺寸和相当高的能耗。因此，这种技术就不太适用于低功率配置(如蓝牙低功耗(BLE)系统)、相当有限资源的配置以及相当低复杂性的电路设置(如一些专用集成电路(ASIC)或现场可编程门阵列(FPGA)电路实施)等。

另一种技术如美国专利7,039,132(在此其通过引用结合入本发明)，使用一种时钟恢复算法(如早迟门算法early-lategatealgorithm)进行时间同步。但是，为了算法收敛，这种时钟恢复算法通常需要一个很长的训练序列。因此，该技术不太适用于采用短期训练序列的系统设置(如BLE系统)。

还有一种技术如美国专利7,039,132(在此其通过引用结合入本发明)，使用一种联合的频率和时间同步技术。在此技术里，估计时间同步是基于频率同步的结果。因此，频率估计的残余将影响时间同步的结果。因此，这种技术在许多情况下效果并不理想，特别是在频率估计很差的情况下。

【发明内容】

本发明涉及有关非相干调制信号(如FSK调制信号)和/或差分相干调制信号(如DPSK调制信号)的基于训练序列或基于前导序列的同步系统和方法。例如，本发明实施例提供基于训练序列的方法，用于FSK系统(如BLE系统、Z-WAVE系统、CDMA系统、全球移动(GSM)通信系统、紧急警报系统等)和/或DPSK系统(如无线LAN系统、蓝牙系统、无线视频识别(RFID)系统、正交频分复用(OFDM)系统、ZIGBEE系统等)的时间和频率同步。

在根据本发明实施例运行时，时间同步和频率同步是独立进行的，不需要使用一个同步运算的结果来进行另一个同步运算。因此，一个同步结果里的残余或误差不会被带入到另一个同步结果里。此外，在某些构造里可以并行或部分并行地实施时间和频率同步技术。

本发明实施例使用一种用于消除有关接收信号的CFO效应的技术以进行时间同步。例如，实施例使用接收训练序列的二阶差分以消除CFO效应，进行时间同步。根据实施例运行时，对前述二阶差分提供的结果和从一个本地序列(如训练序列的本地实例)导出的结果执行互相关计算。例如，可以在二阶差分向量和本地序列向量之间执行互相关计算，从而估计符号边界。特别地，本发明实施例可以使用本地序列的符号向量，由此，互相关符号向量，以提供一个低复杂性的电路实施，却能提供高可靠性的符号边界估计。

本发明实施例使用一种由有关接收信号的CFO引出的恒定偏置来估计CFO的技术，以进行频率同步。根据实施例，在接收信号的差分序列里由CFO引出的恒定偏置可以被用于频率同步。例如，根据本发明的一些实施例，在接收训练序列的一阶差分里由CFO所引出的恒定偏置被用于频率同步。

额外地或者可替换地，本发明实施例使用一种由CFO导致的相位旋转来估计CFO的技术，以进行频率同步。根据实施例，对重复一个时间间隔的信号来说，CFO导致的相位旋转可以被用于频率同步。例如，当训练序列是一个重复模式时，可以从两部分接收的重复信号之间的内积(innerproduct)来估计CFO。

根据实施例，仅仅需要使用移位器和加法器，就可以实施前述时间和/或频率同步技术。这种实施特别适用于低功耗和低成本系统。尽管如此，本发明概念的实施能够提供高性能的同步。

前述已经相当广泛地阐述了本发明的特征和技术优势，由此将更容易理解以下本发明的详细描述。本发明的其它特征和优势将在其后描述，一起构成本发明权利要求部分。应该注意到，本领域技术人员可以轻松地利用披露的概念和具体实施例作为一个基础，为达到本发明相同目的而修改或设计出其它结构。本领域技术人员也应该认识到，这种等同构造并不脱离权利要求内阐述的本发明精神和范围。被看作本发明特性的新颖性特征，无论是其组织还是运行方法，与其它目的和优势一起，通过以下的描述并结合附图，将会得到更好的理解。但是，需要强调的是，每个附图仅是用作描述和叙述，并不是意图限制本发明。

【附图说明】

为了更完整地理解本发明，请参考以下描述并结合附图，其中：

图1显示本发明实施例的时间同步和/或频率同步系统。

图2A和2B显示图1发射机实施例的详情。

图3显示图1接收机实施例的详情。

图4显示可以用于本发明实施例的示例性数据包，其包括一个前导序列或训练序列。

图5显示图3接收机实施例的时间同步电路和频率同步电路的详情。

图6显示图5的时间同步电路实施例的详情。

图7显示图6的时间同步电路实施例的运行流程。

图8显示图5的频率同步电路实施例的详情。

图9显示图8的频率同步电路实施例的运行流程。

图10显示图5的频率同步电路实施例的详情。

图11显示图10的频率同步电路实施例的运行流程。

图12显示可以由图10频率同步电路根据图11运行流程进行的自相关。

图13显示一个既包含时间同步电路又包含频率同步电路的实施例。

【具体实施方式】

图1显示一个依照本发明概念提供时间和/或频率同步的系统。具体地，图1显示提供数字数据通信的系统100，二进制信息作为信号101从发射机120发射，通过传输媒介110传输到接收机130。例如，各种数据(如数字化语音、视频、多媒体、和/或其它数据)可以通过一个或多个数据源提供到发射机120上。发射机120上的调制器电路121可以调制数据用于通信系统传输，如改变一个特定载波(如方波或正玄波)的一个或多个参数(如频率、相位、或振幅)。载波可以被上转换电路122向上转换到由系统100使用的一个发射频率上，由此，被调制的载波作为信号101被发射到传输媒介110里。一旦通过传输媒介110接收到调制载波，下转换电路131就将调制载波从系统100使用的发射频率向下转换到由接收机130使用的一个中间频率(IF)或基频上。此后，解调器电路134可以解调并解码接收信号，以输出一个原始数据的估计到一个或多个数据接收机。

由于传输媒介、发射机电路、和/或接收机电路本身的影响，接收机130接收并处理的信号可能会遭到破坏或劣化。例如，发射机和接收机上采用的有关载波的时钟可能不同步，传播延迟可能导致发射机和接收机上的信号的时差，等等，因此出现有关时间同步的问题。类似地，有关晶体、混频器、和其它电路的制造差异可能导致频差，从而出现有关频率同步的问题。因此，本发明的系统和方法提供有关数字信号通信的时间和/或频率同步。例如，该时间和频率同步可以被接收机130使用以解调并解码接收信号，从而估计出发射机120发射的原始数据。与前述一致，所述实施例的接收机130包括时间同步电路132(其依照本发明概念运行以进行时间同步)以及频率同步电路133(其依照本发明概念运行以进行频率同步)。

应该注意，尽管在图1所示系统100的实施例里仅仅显示了单个发射机和接收机，但是本发明通信系统可以包括任何数目的发射机和/或接收机。例如，系统100可以包括一个或多个计算机网络系统(如PANs、LANs、MANs、WANs、互联网等)、通信系统(如PSTN、蜂窝网络、电缆传输系统等)、网状网络(如Z-WAVE网络、ZIGBEE网络等)、和/或可以包括多个发射机和/或接收机的类似系统。但是，实施例系统100可以包括单个点-到-点的发射机和接收机对。

尽管系统100的所述实施例将传输媒介110表示为自由空间。其中信号101是一个无线信号，但是应该注意，传输媒介110可以是不同形式的媒介。例如，传输媒介110可以是有线媒介，如同轴电缆、微带线、数据总线等。实施例的传输媒介110还可以是混合媒介，如无线和有线、和/或不同类型的无线和有线媒介的混合。

因此，系统100可以采用有关数据通信的各种调制技术。例如，系统100可以使用非相干调制技术如频移键控(FSK)、差分相干调制技术如差分相移键控、和/或其它数字调制技术。因此，发射机120和接收机130的电路，包括调制器电路121、解调器电路134、时间同步电路132、和/或频率同步电路133，都可以被适配以适应使用一种或多种这些调制技术。

图2A和2B显示本发明实施例使用的发射机120构造的详情。例如，图2A显示被设置FSK调制运算的发射机120。为了支持信号的FSK调制，图2A的调制器电路121显示包括脉冲整形滤波器211和FSK频率调制电路212，以提供FSK调制。图2B显示被设置DPSK调制运算的发射机120。为了支持信号的DPSK调制，图2B的调制器电路121显示包括差分编码电路221、相位调制电路222、和脉冲整形滤波器223，以提供DPSK调制运算。

图3显示本发明实施例使用的接收机130构造的详情。例如，图3所述的下转换电路131显示包括射频(RF)前端电路331、模数(AD)转换器电路332、数字下混频电路333、和低通滤波器(LPFs)334和335，其提供接收信号到时间同步电路132和频率同步电路133。因此，图3所示的接收机130是一个数字接收机，其中时间同步和频率同步功能都是在数字域实施。为了完整性，图3所示的接收机130还显示包括数据包检测电路336，其提供接收数据包信息到解调器电路134。图3的解调器电路134显示包括FSK和/或DPSK解调功能，以适应发射机120相应的FSK调制和/或DPSK调制构造。

依照实施例运行时，接收机130的时间和频率同步功能提供有关非相干调制信号(如FSK调制信号)和/或差分相干调制信号(如DPSK调制信号)的基于时间序列或基于前导序列的同步。图4显示一个前导序列或训练序列，其用于进行时间和/或频率同步运算。具体地，图4显示数据包400包括前导序列401(也被称为训练序列)、帧同步序列402、和有效载荷403。训练序列401包括一个预定信号或序列，其通常前置在数据包的有效载荷之前，用于诸如数据包检测、自动增益控制(AGC)、时间和频率同步等的目的。帧同步序列402包括的信息是显示该特定帧属于哪个数据包、帧内数据包的次序等的信息。有效载荷403包括数据包载有的有效载荷数据，如数字内容、封装数据包数据、控制数据等。

对系统100里进行通信的发射机和接收机而言，训练序列401的预定信号或序列是已知的。例如，本发明实施例提供基于训练序列的时间和频率同步方法，用于诸如BLE系统、Z-WAVE系统、CDMA系统、全球移动通信(GSM)系统、紧急警报系统、无线LAN系统、BLUETOOTH系统、RFID系统、OFDM系统、ZIGBEE系统等，从而实施使用预定训练序列的通信协议。

图5显示提供基于训练序列同步的非相干差分接收机130的有关时间和频率同步功能的额外详情。特别地，图5显示一个时间同步电路132(其提供基于互相关的时间同步运算)以及一个频率同步电路132(其提供基于恒定偏置(constantbias)和/或基于相位旋转的频率同步运算)。

在图5接收机电路的典型运算里，设定输入方波信号为：

$x\left(t\right)=\underset{n=-\mathrm{\∞}}{\overset{+\mathrm{\∞}}{\Σ}}x\left(n\right)\mathrm{\Π}\left(\right(t-{\mathrm{nT}}_b)/T_b)---\left(1\right)$

其中x(n)∈{±1},是一个为期T_b的长方形。对采用FSK调制的系统而言，接收到的基带信号是：

s(k)＝cos[θ(k)+φ₀]+w₀(k),(2)

其中g(t)是脉冲整形滤波器的时间响应，w₀(k)是加性高斯白噪声(AWGN)。对采用DPSK调制的系统而言，接收的基带信号是：

s(k)＝g(k)cos[θ(k)+φ₀]+w₀(k),(3)

其中θ(k)＝θ(k-1)+Δθ_n,Δθ_n是二进制信号到相位偏移的映射。

本发明实通过使用一种用于消除有关接收信号的CFO影响的技术进行时间同步。因此，时间同步电路132采用基于互相关的时间同步，其构造可以缓解CFO的影响。例如，时间同步电路132在接收的训练序列上使用二阶差分以消除CFO的影响。

图6显示时间同步电路132采用基于互相关的时间同步的实施例的详情，其能消除CFO的影响。依照图6所示实施例的运算，在前述二阶差分提供的结果以及从一个本地序列(如训练序列的一个本地实例)所导出的结果之间，计算互相关。因此，图6所示的时间同步电路132包括二阶差分电路610和互相关电路620。

在图6所示的时间同步电路132运行时，在接收的训练序列上进行二阶差分。如所述实施例所示，二阶差分可以由差分器电路611和612执行。在FSK调制实施里，一阶差分器(差分电路611)的输出是：

$\begin{array}{c}d\left(k\right)=I\left(k\right)Q(k-1)-Q\left(k\right)I(k-1)\\ =\sin \left(2\mathrm{\π}h\tilde{x}\right(k)T_s+2{\mathrm{\πf}}_{\mathrm{\Δ}}{T}_s)+{\tilde{w}}_0\left(k\right)\end{array}---\left(4\right)$

其中f_Δ是在发射机和接收机之间的CFO，是加性高斯白噪声(AWGN)的差分。在DPSK调制实施里，一阶差分器(差分器电路611)的输出是：

$\begin{array}{c}d\left(k\right)=I\left(k\right)Q(k-1)-Q\left(k\right)I(k-1)\\ =g\left(k\right)\sin ({\mathrm{\Δ\θ}}_n+2{\mathrm{\πf}}_{\mathrm{\Δ}}{T}_s)+{\tilde{w}}_0\left(k\right).\end{array}---\left(5\right)$

使用近似sin(x)≈x,x<<1(即当x很小时，sin(x)可以被近似为x)，以上等式(4)可以简化为：

$d\left(k\right)\&ap;2\mathrm{\&pi;}h\tilde{x}\left(k\right)T_s+2{\mathrm{\&pi;f}}_{\mathrm{\&Delta;}}{T}_s+w_0\left(k\right),---\left(6\right)$

类似地，以上等式(5)可以简化为：

d(k)≈g(k)(Δθ_n+2πf_ΔT_s)+w₀(k).(7)

根据前述，在FSK调制实施例里，在时间点k，二阶差分器(差分器电路612)的输出可以表示为：

在DPSK调制实施例里，可以表示为：

$\hat{d}\left(k\right)=d\left(k\right)-d(k-1)={\mathrm{\&Delta;\&theta;}}_k\&lsqb;g\left(k\right)-g(k-1)\&rsqb;+\tilde{w}\left(k\right).---\left(9\right)$

根据前述应该注意到，CFO引起的恒定偏置在二阶差分器的输出里得到缓解。特别地，一阶差分器的等式(4)和(5)里的第一项(和Δθ_n)表示发射的训练序列信号，等式(4)和(5)里的第二项(2πf_ΔT_s)表示由CFO引起的误差，第三项表示AWAN噪声。在二阶差分器的等式(8)和(9)里，由CFO引起的误差的项被去除了，因为它们在一阶差分输出里是一个常数。即由CFO引起的恒定偏置在二阶差分输出里得到缓解。

根据实施例的运行，在前述二阶差分提供的结果上，执行互相关计算，以便在接收信号里识别训练序列时间。例如，互相关电路621能够在二阶差分向量和一个对应预定训练序列的向量之间执行互相关。根据实施例的运行，训练序列(如预知训练序列的一个本地存储实例)的符号(sign)向量可以在接收机上产生，或被提供到接收机，与二阶差分向量一起执行互相关，以估计符号边界(symbolboundary)，从而获得时间。本发明实施例可以使用训练序列的一个本地实例的符号向量(即去除振幅信息)，由此，符号向量被互相关，以提供一个低复杂性电路的实施，这能提供高可靠性的符号边界估计。

依照实施例，二阶差分向量和训练序列的本地符号向量的互相关，根据以下进行：

$R\left(k\right)=D\left(k\right)C=\underset{r=k-NM-1}{\overset{k}{\&Sigma;}}\hat{d}\left(r\right)c\left(r\right),---\left(10\right)$

其中是接收的训练序列的二阶差分向量，C＝[c(0),c(1),...c(NM-1)],c(i)∈{+1,-1}是本地训练序列的符号向量，N是训练序列符号的数目。依照实施例的运行，互相关是在一个滑动窗口[-M-1,M-1]内进行，其中展现峰值(即可以由比较器622确定的最大互相关)的样本点可以被识别作为一个符号边界，即：

$k_{ST}=\underset{k\&Element;\&lsqb;-M-1,M-1\&rsqb;}{\arg \max }\left(D\right(k\left)\right).---\left(11\right)$

根据前述，应该注意到，对于采用FSK或DPSK调制的基于数据包的通信系统，根据一个前导/训练序列的复杂基带信号产生一个符号边界估计，从而提供时间同步。依照前述提供的时间同步包括：在接收的训练序列的差分序列上，执行一个样本点延迟的差分，以产生二阶差分向量，并在二阶差分向量和一个基于训练序列的一个本地实例的向量(例如C＝[c(0),c(1),...c(NM-1)],c(i)∈{+1,-1})之间计算互相关。互相关可以沿着一个滑动窗口来计算(如在[-M-1,M-1]里使用其中训练序列的符号边界是从峰值样本点识别出来的。

图7显示图6的时间同步电路132的典型运行流程700。在流程700的步骤701，由二阶差分电路610计算接收的训练序列的二阶差分。然后在步骤702-708，互相关电路620在二阶差分向量和一个基于训练序列本地实例的向量之间执行互相关计算。

在步骤702，建立所述滑动窗口互相关的一个起始指示点。例如，起始指示点可以被设置为：N₀＝P_cur-(N-1)M,l＝-(M-1),P＝0.在步骤703，计算滑动窗口当前指示点的二阶差分向量和基于训练序列本地实例的向量之间的互相关，例如计算NM点互相关：

$R\left(l\right)=\underset{r=N_0-l-NM-1}{\overset{N_0-l}{\&Sigma;}}\hat{d}\left(r\right)c\left(r\right).$

在步骤704，当前滑动窗口指示点的互相关与一个存储的滑动窗口峰值相关数值进行比较(例如，P与R(l)进行比较)，在步骤705，确定所述存储的滑动滑动窗口峰值是否小于滑动窗口当前指示点的互相关。在步骤706，如果所述存储的滑动窗口峰值更小，那么所述存储的滑动滑动窗口峰值则被替换为当前指示点的互相关(例如，如果P更小，则P被替换为R(l)，并存储样本指示点l作为新的峰值互相关)。但是，如果所述存储的滑动窗口峰值不小于滑动窗口当前指示点的互相关，那么行进到步骤707。在步骤707，递增滑动窗口指示(例如，l＝l+1)。然后，在步骤708，确定是否已经到达滑动窗口的末端(例如，如果l>M-1)。如果对滑动窗口内所有点都还没有执行互相关，那么返回到步骤703，执行滑动窗口互相关的另一次迭代。但是，如果对滑动窗口内所有点已经执行完互相关，那么流程700行进到步骤709，根据所述存储的滑动窗口峰值互相关，确定时间同步。

应该注意到，所述实施例流程700上进行的计算、互相关和比较，仅仅使用移位器和加法器就可以完成。因此，本发明实施例特别适合低功耗、低成本的系统实施。

依照上述概念，已经描述了提供时间同步的实施例，应该注意到，本发明实施例还可以提供频率同步。例如，本发明实施例通过使用有关接收信号的由CFO引起的恒定偏置进行CFO估计的技术，能够进行频率同步。另外，本发明实施例也可以通过使用由CFO引起的相位旋转进行CFO估计，进行频率估计。

图8显示基于恒定偏置的频率同步电路133构造的详情，其中恒定偏置电路810使用接收信号差分序列里由CFO引起的恒定偏置，进行频率同步。例如，依照本发明的一些实施例，在接收训练序列的一阶差分里由CFO引起的恒定偏置被利用进行频率同步。在恒定偏置电路810运行时，差分电路811提供接收训练序列的一阶差分序列，加法电路812和除法电路813对一阶差分序列进行加总和平均(其可以由一个由移位器实施，其中NM被选择为2的幂)。一阶差分序列的加总求和可以表示为：

$\begin{array}{c}S=\underset{k=N_p}{\overset{N_p+NM-1}{\&Sigma;}}d\left(k\right)\\ =2{\mathrm{\&pi;hT}}_s\underset{k=N_p}{\overset{N_p+NM-1}{\&Sigma;}}\tilde{x}\left(k\right)+\underset{k=N_p}{\overset{N_p+NM-1}{\&Sigma;}}2{\mathrm{\&pi;f}}_{\mathrm{\&Delta;}}{T}_s+\underset{k=N_p}{\overset{N_p+NM-1}{\&Sigma;}}{w}_0\left(k\right),\end{array}---\left(12\right)$

其中N_p是训练序列的起始指示点(例如，可以在以上时间同步运算之后在样本点上确定N_p)，d(k)是接收的样本点的差分输出元素，N表示训练序列的符号数目，M表示每个符号的样本点数目。应该注意到，等式(12)的第一项是训练序列的和，即

$2{\mathrm{\&pi;hT}}_s\underset{k=N_p}{\overset{N_p+NM-1}{\&Sigma;}}\tilde{x}\left(k\right).$

训练序列及其加总和在接收机上是已知的。因此，CFO可以作如下估计：

$2{\mathrm{\&pi;f}}_{\mathrm{\&Delta;}}{T}_s=\frac{S-S_0}{NM},---\left(13\right)$

其中是在接收机上的预定常数。

图9显示图8的频率同步电路133的典型运行流程900。在流程900的步骤901，差分电路811计算接收的训练序列的一阶差分。然后，在步骤902，加法电路812对接收的训练序列的一阶差分序列进行加总，例如：

$2{\mathrm{\&pi;hT}}_s\underset{k=N_p}{\overset{N_p+NM-1}{\&Sigma;}}\tilde{x}\left(k\right)+\underset{k=N_p}{\overset{N_p+NM-1}{\&Sigma;}}2{\mathrm{\&pi;f}}_{\mathrm{\&Delta;}}{T}_s+\underset{k=N_p}{\overset{N_p+NM-1}{\&Sigma;}}{w}_0\left(k\right)$

其中第一项表示发射的训练序列，第二项表示由CFO引起的误差，第三项表示AWGN噪声。因此，在步骤903，预定训练序列的加总求和(其对接收机而言是已知的)，从接收训练序列的一阶差分序列的加总求和中减去，就得到估计的CFO。在流程900的步骤904，根据步骤903的减法结果，确定频率同步。

图10显示基于相位旋转的频率同步电路133的构造详情，其中对于重复一个时间间隔的信号来说，使用CFO引起的相位旋转来进行频率同步。例如，当训练序列是一个重复模式(如10101010)时，可以根据接收的重复信号的两个部分之间的内积来进行CFO估计。依照图10实施例的概念，接收的训练序列基带信号可以写作为(考虑了CFO)：

$r\left(t\right)=x\left(t\right)e^{j\&lsqb;2{\mathrm{\&pi;f}}_{\mathrm{\&Delta;}}t+\mathrm{\&Delta;}\mathrm{\&Omega;}\&rsqb;}+n_0\left(t\right),---\left(14\right)$

其中Δt是重复信号的时间间隔。因此，如果训练序列是重复模式，相位旋转电路1010就对接收训练序列和该接收训练序列的一个延迟Δt间隔的版本进行自相关计算，从而估计CFO，其中所述自相关即是将由CFO引起的相位旋转结果提供作为CFO估计。

例如，在BLE系统里，8比特训练序列b₀,b₁,...,b₈是“10101010”或“01010101”。根据在此所述实施例，BLE接收机使用两个向量b₀,b₁,...,b₅和b₂,b₁,...,b₇(2个符号延迟)之间内积的自相关，来估计CFO。自相关是依照以下等式计算的：

$f_{\mathrm{\&Delta;}}=\frac{1}{4\mathrm{\&pi;}M}\arctan \left(\underset{k=0}{\overset{5M}{\&Sigma;}}x\right(k)x^{*}\left(k+2M\right)),---\left(15\right)$

其中x(k)是在第k个时间上接收训练序列的样本数据，M是每比特样本点数目。

图11显示图10的频率同步电路133的典型运行流程1100。在流程1100的步骤1101，计算接收训练序列样本点向量和该向量延迟版本(如延迟Δt时间)之间的自相关。步骤1101计算自相关可以包括：计算当前输入样本点(如指示为0的样本点)和之前样本点(如指示为-2M+1的样本点)之间的乘积(R₀)，计算接收训练序列向量延迟版本的相应样本点(如样本点-(N-2)M和样本点–NM+1)之间的乘积(R₁)，并计算前述乘积的自相关(如S＝S+R₀-R₁)。前述自相关在图12里有描述，其中应该注意到，所述实施例的向量自相关仅需要8个乘法器和8个加法器。然后，在步骤1102，根据前述自相关估计CFO(f_Δ)，例如：

$f_{\mathrm{\&Delta;}}=\frac{1}{4\mathrm{\&pi;}M}\arctan \left(\underset{k=0}{\overset{5M}{\&Sigma;}}x\right(k)x^{*}\left(k+2M\right))$

在流程1100的步骤1103，根据CFO估计的结果确定频率同步。

上面已经描述了本发明时间同步和频率同步的实施例，应该注意到，实施例可以单独实施时间同步或单独实施频率同步技术，或合并一起实施。例如，图13的实施例既包含时间同步电路又包含频率同步电路的实施。此外，图13实施例里的频率同步电路还包含两种频率同步技术的电路，因此，在此实施例里，可以根据特定的运算情景，选择其中一种频率同步技术。对低成本且低功耗的系统来说，由于其简单，可以选择基于恒定偏置的频率同步电路。另一方面，基于相位旋转的频率同步电路可以被应用在需要高性能表现的系统里。

从前述实施例应该注意到，在一些结构里可以并行或部分并行地实施时间同步和频率同步技术。另外，时间同步和频率同步也可以独立进行，不需要利用其中一个同步结果来进行另一个同步的运算。例如，时间同步电路使用二阶差分来估计符号边界，消除了CFO效应。频率同步电路使用接收信号的自相关，无需符号边界信息。因此，在一个同步结果里的残余或误差不会被带入到另一个同步结果里。另外，仅仅需要使用移位器和加法器，就可以实施本发明的时间同步和频率同步，这非常适合低功率低成本的系统实施。

当以软件方式实施时，本发明元素基本上是使用代码段来执行在此所述的相关任务。程序或代码段可以存储在处理器可读介质里。“处理器可读介质”可以包括任何能够合适存储信息的介质。处理器可读介质的例子包括电子电路、半导体存储器设备、只读存储器(ROM)、闪存、可擦写ROM(EROM)、软盘、光盘CD-ROM、光盘、硬盘、光学介质等。代码段可以由一个或多个主处理器执行，其适合执行代码段并根据在此所述的概念进行运算。这一个或多个处理器可以包括通用处理器(如Intel公司的PENTIUM或CORE系列的处理器)、专用处理器(如专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)等)，其还有与之相连的外围设备(如存储器、输入/输出等)。例如，执行本发明实施例功能的代码段可以存储在接收机130的存储器里，其中处理器可以执行指令以提供运算。

虽然已经详细说明了本发明及其优越性，但应理解，在不脱离所附权利要求定义的本发明的条件下可以做出各种改变，替换和变化。此外，本申请的范围不限定到此处说明书中描述的处理过程，机器，制造，物质构成，手段，方法和步骤等的特定实施例。本领域的普通专业人员从说明书可以容易理解，根据本发明可以利用实质上执行了与这里说明的相应实施例相同功能或实现了相同结果的目前已有的或者将来会开发出的处理过程，机器，制造，物质构成，手段，方法和步骤。因此，所附的权利要求书旨在包括这些处理过程，机器，制造，物质构成，手段，方法或步骤。

此外，本发明应用的范围并不受限于本说明书里描述的特定实施例的过程、机器、制造、物质构成、装置、方法和步骤。

Claims (25)

1.一种基于数据包通信的时间同步方法，包括：

计算接收的训练序列信号的二阶差分，其中所述训练序列是非相干调制的或差分相干调制的；

计算所述二阶差分计算提供的二阶差分向量和从对应所述接收训练序列的一个已知训练序列实例所导出的向量之间的互相关；和

根据由所述互相关提供的一个峰值，确定时间同步。

2.根据权利要求1所述的方法，其中所述训练序列是根据一种频移键控FSK调制技术被非相干调制的。

3.根据权利要求1所述的方法，其中所述训练序列是根据一种差分相移键控DPSK调制技术被查分相干调制的。

4.根据权利要求1所述的方法，其中从所述已知训练序列实例所导出的向量包括所述已知训练序列实例的符号向量。

5.根据权利要求1所述的方法，其中计算所述互相关包括：

沿着一个滑动窗口计算所述互相关，其中由所述互相关提供的峰值包括一个在所述滑动窗口内识别出的峰值。

6.根据权利要求5所述的方法，其中所述二阶差分向量表示为

$D\left(k\right)=\&lsqb;\hat{d}(k-NM-1),\hat{d}(k-NM-2),...\hat{d}\left(k\right)\&rsqb;,$

从所述已知训练序列导出的向量表示为：

C＝[c(0),c(1),...c(NM-1)],c(i)∈{+1,-1}，

在其内执行互相关的所述滑动窗口表示为[-M-1,M-1]，其中所述互相关执行如下：

$R\left(k\right)=D\left(k\right)C=\underset{r=k-NM-1}{\overset{k}{\&Sigma;}}\hat{d}\left(r\right)c\left(r\right).$

7.根据权利要求6所述的方法，其中由所述互相关提供的峰值包括在所述滑动窗口内最大的互相关，其被确定为：

$k_{ST}=\underset{k\&Element;\&lsqb;-M-1,M-1\&rsqb;}{\mathrm{argmax}}\left(D\right(k\left)\right)$

8.根据权利要求1所述的方法，其中计算所述互相关包括：

建立互相关滑动窗口的一个指示点；

对所述滑动窗口的一个当前指示点，计算所述二阶差分向量和从所述已知训练序列实例导出向量之间的互相关；

对当前滑动窗口指示点的互相关和一个存储的滑动窗口峰值相关值进行比较；

确定所述存储的滑动窗口峰值是否小于所述当前滑动窗口指示点的互相关，如果所述存储的滑动窗口峰值更小，那么将所述存储的滑动窗口峰值替换为所述当前指示点的互相关；

递增所述滑动窗口指示；和

重复计算所述互相关、比较所述互相关、确定所述存储的滑动窗口峰值是否更小，直到到达所述滑动窗口的末端。

9.根据权利要求8所述的方法，其中所述建立一个指示点包括：设置N₀＝P_cur-(N-1)M,l＝-(M-1),P＝0；其中计算所述互相关包括：计算NM点互相关：

$R\left(l\right)=\underset{r=N_0-l-NM-1}{\overset{N_0-l}{\&Sigma;}}\hat{d}\left(r\right)c\left(r\right);$

其中比较所述互相关包括：比较P和R(l)；其中替换所述存储的滑动窗口峰值包括：将P替换为R(l)，其中递增所述滑动窗口指示包括：设置l＝l+1。

10.一个基于数据包通信的时间同步系统，包括：

差分电路，其运行以计算接收的训练序列信号的二阶差分，其中所述训练序列是非相干调制的或差分相干调制的；

互相关电路，其连接到所述差分电路的一个输出上，其运行以计算所述二阶差分计算电路提供的二阶差分向量和从对应所述接收训练序列的一个已知训练序列实例所导出的向量之间的互相关，并识别出由所述互相关提供的一个峰值，用以确定所述时间同步。

11.根据权利要求10所述的系统，其中所述训练序列是根据频移键控FSK调制技术被非相干调制的。

12.根据权利要求10所述的系统，其中所述训练序列是根据差分相移键控DPSK调制技术被差分相干调制的。

13.根据权利要求10所述的系统，其中所述差分电路和所述互相关电路可以对使用FSK调制技术调制的训练序列以及使用DPSK调制技术调制的训练序列运行。

14.根据权利要求10所述的系统，其中所述从已知训练序列实例导出的向量包括所述已知训练序列实例的符号向量。

15.根据权利要求10所述的系统，其中所述互相关电路可以沿着一个滑动窗口计算所述互相关，其中由所述互相关提供的峰值包括在所述滑动窗口内识别出的一个峰值。

16.根据权利要求15所述的系统，其中所述二阶差分向量表示为：

$D\left(k\right)=\&lsqb;\hat{d}(k-NM-1),\hat{d}(k-NM-2),...\hat{d}\left(k\right)\&rsqb;;$

其中从所述已知训练序列导出的向量表示为：

C＝[c(0),c(1),...c(NM-1)],c(i)∈{+1,-1}；

在其内执行互相关的所述滑动窗口表示为[-M-1,M-1]，其中由所述互相关电路执行的互相关是根据如下等式进行：

$R\left(k\right)=D\left(k\right)C=\underset{r=k-NM-1}{\overset{k}{\&Sigma;}}\hat{d}\left(r\right)c\left(r\right).$

17.根据权利要求16所述的系统，其中由所述互相关电路提供的峰值包括所述滑动窗口里最大的互相关，确定如下：

$k_{ST}=\underset{k\&Element;\&lsqb;-M-1,M-1\&rsqb;}{\mathrm{argmax}}\left(D\right(k\left)\right).$

18.根据权利要求10所述的系统，其中所述互相关电路为滑动窗口互相关建立一个指示，对所述滑动窗口的一个当前指示点，计算所述二阶差分向量和从所述已知训练序列实例导出向量之间的互相关，比较当前滑动窗口指示点的互相关和一个存储的滑动窗口峰值相关值，确定所述存储的滑动窗口峰值是否小于滑动窗口里当前指示点的互相关，如果所述存储的滑动窗口峰值更小，那么将所述存储的滑动窗口峰值替换为所述当前指示点的互相关，递增所述滑动窗口指示，并重复计算所述互相关、比较所述互相关、确定所述存储的滑动窗口峰值是否更小，直到到达所述滑动窗口的末端。

19.根据权利要求18所述的系统，其中所述互相关电路运行建立指示，设置N₀＝P_cur-(N-1)M,l＝-(M-1),P＝0；计算NM点互相关，互相关如下式：

$R\left(l\right)=\underset{r=N_0-l-NM-1}{\overset{N_0-l}{\&Sigma;}}\hat{d}\left(r\right)c\left(r\right);$

比较所述互相关P和R(l)；将P替换为R(l)以替换所述存储的滑动窗口峰值；设置l＝l+1以递增所述滑动窗口指示。

20.一种基于数据包通信的时间同步方法，包括：

计算接收的训练序列信号的二阶差分，其中所述训练序列或者是被频移键控FSK调制的，或者是被差分相移键控DPSK调制的；

沿着一个滑动窗口，计算所述二阶差分计算提供的二阶差分向量和从对应所述接收训练序列的一个已知训练序列实例所导出的向量之间的互相关；

根据所述互相关提供的一个峰值，确定所述时间同步，其中所述互相关提供的峰值包括在所述滑动窗口里识别出的一个峰值。

21.根据权利要求20所述的方法，其中从所述已知训练序列实例导出的向量包括所述已知训练序列实例的符号向量。

22.根据权利要求20所述的方法，其中所述二阶差分向量表示为：

$D\left(k\right)=\&lsqb;\hat{d}(k-NM-1),\hat{d}(k-NM-2),...\hat{d}\left(k\right)\&rsqb;$

从所述已知训练序列导出的向量表示为：

C＝[c(0),c(1),...c(NM-1)],c(i)∈{+1,-1}

在其内执行互相关的所述滑动窗口表示为[-M-1,M-1]，其中所述互相关执行如下：

$R\left(k\right)=D\left(k\right)C=\underset{r=k-NM-1}{\overset{k}{\&Sigma;}}\hat{d}\left(r\right)c\left(r\right).$

23.根据权利要求22所述的方法，其中由所述互相关提供的峰值包括一个在所述滑动窗口里最大的互相关，确定如下：

$k_{ST}=\underset{k\&Element;\&lsqb;-M-1,M-1\&rsqb;}{\mathrm{argmax}}\left(D\right(k\left)\right).$

24.根据权利要求20所述的方法，其中计算所述互相关包括：

建立滑动窗口互相关的一个指示点；

对所述滑动窗口的当前指示点，计算所述二阶差分向量和从所述已知训练序列实例导出向量之间的互相关；

对所述滑动窗口当前指示点的互相关和一个存储的滑动窗口峰值相关值进行比较；

确定所述存储的滑动窗口峰值是否小于所述滑动窗口内当前指示点的互相关，如果所述存储的滑动窗口峰值更小，那么将所述存储的滑动窗口峰值替换为所述当前指示点的互相关；

递增所述滑动窗口指示；和

重复计算所述互相关、比较所述互相关、确定所述存储的滑动窗口峰值是否更小，直到到达所述滑动窗口的末端。

25.根据权利要求24所述的方法，其中建立一个指示点包括：设置N₀＝P_cur-(N-1)M,l＝-(M-1),P＝0；计算所述互相关包括：计算NM点互相关

$R\left(l\right)=\underset{r=N_0-l-NM-1}{\overset{N_0-l}{\&Sigma;}}\hat{d}\left(r\right)c\left(r\right)$

比较所述互相关包括：比较P和R(l)；替换所述存储的滑动窗口峰值包括：将P替换为R(l)；递增所述滑动窗口指示包括：设置l＝l+1。