CN105791203B - 一种非正交多址接入下行链路信号接收方法 - Google Patents

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Abstract

本发明请求保护一种非正交多址接入下行链路信号接收方法，包括步骤：先对各个接收天线的接收信号进行正交频分复用(OFDM，Orthogonal Frequency Division Multiplexing)解调，然后将解调后的信号进行分集合并，再根据用户信号功率及调制方式构建联合星座图。在对某个用户信号进行检测之前，先推算出其信息比特在星座点中所对应的调制比特位置，然后计算该用户信号信息比特的软信息对数似然比(LLR，Log likelihood ratio)值，最后将该用户信息比特的LLR值输入到译码器进行译码，完成用户信号的接收。本发明提出的联合检测方法，在性能损失较少的情况下，可以大幅降低接收机的复杂度和处理时延。

Description

一种非正交多址接入下行链路信号接收方法
技术领域
本发明涉及移动通信领域的非正交多址接入(NOMA，Non-Orthogonal MultipleAccess)技术，具体涉及一种非正交多址接入下行链路信号接收方法及装置。
背景技术
随着智能终端的普及和物联网以及云服务等移动新业务的发展，无线网络各个应用领域的需求呈爆炸性增长，新一代移动通信系统5G对系统容量和频谱效率等方面提出了更高的要求。面对新一代无线网络的需求，传统的多址技术已经无法满足，于是业界提出了非正交多址接入技术。
NOMA的基本思想是采用非正交发送，主动引入干扰信息。发送端对各用户信号进行独立信道编码和调制，然后根据信道增益分配不同的功率实现功率域复用，在原有的OFDM基础上，将同一子频带上的时频资源共享给多个用户，以此来提高频谱效率和用户接入量；接收端则通过多用户检测技术实现用户信息的正确接收。
目前，NOMA下行链路接收机都基于SIC检测技术。SIC接收机一般由多级组成，其基本思想是先对干扰用户信号直接用max-log-MAP算法根据单用户信号星座图计算每个调制比特的对数似然比(LLR，Log likelihood ratio)值；在计算出LLR值后，通过Turbo译码器进行译码，然后根据译码结果对干扰用户信号进行估计并重建，再从接收信号中去除重建的干扰用户信号，以消除该用户对其他用户产生的多址干扰，最后将去除干扰信号的接收信号作为下一级的输入信号。SIC接收机重复上述过程，逐步消除接收信号中的多址干扰，直至用户信号完成接收。但是，由于SIC接收机采用多级处理结构，每一级都要进行信号检测，解调，译码，然后进行干扰信号的恢复，复杂度比较高；此外，每一级处理都会带来时延，经过多级处理之后，总的时延比较大。
鉴于现有的NOMA下行链路信号检测技术存在的上述问题，本发明提出一种联合检测方法，利用预知的功率分配及调制方式，构建多用户联合星座图，将各用户信息当成有用信号统一检测，从而不再需要干扰消除，节省了SIC步骤，在性能损失较少的情况下，可以大幅降低接收机的复杂度及处理时延。
发明内容
针对以上现有技术的不足，提出了一种可以大幅降低复杂度和处理时延的
非正交多址接入下行链路信号接收方法。本发明的技术方案如下：一种非
正交多址接入下行链路信号接收方法，其包括以下步骤：
步骤一：获得用户接收端的各个接收天线信号，并对各个接收天线信号分别进行正交频分复用解调，然后进行分集合并，得到用户的接收信号yn；
步骤二：根据各用户信号功率及调制方式构建联合星座图；
步骤三：按照功率排序及联合星座图中调制比特的映射规律，推算排序为k的用户信号stk的信息比特所对应的联合星座点中的调制比特位置；
步骤四：计算排序为k的用户信号stk的信息比特的对数似然比；
步骤五：将计算出的对数似然比输入译码器进行译码，得到非正交多址接入下行链路的信息比特，完成用户信息接收。
进一步的，所述非正交多址接入下行链路的发送端和接收端均采用多天线收发模式，子带上的用户UE-n(n＝1,2,…,N)采用独立调制，且用户各自的调制方式根据调制与编码策略MCS等级配置为BPSK、QPSK、16QAM和64QAM中的一种；
进一步的，步骤一所述用户接收端的各个接收天线信号分别进行正交频分复用解调，然后进行分集合并，得到用户的接收信号yn；具体如下：
在接收端，第n(n∈{1,2,…,N})个用户接收信号可表示为
其中，yn,m表示的第m(m＝1,2,…,M)个天线的接收信号，hn,m表示发送天线和第m个接收天线之间的信道系数，sn表示用户UE-n(n＝1,2,…,N)的信号，且sn的复值符号可以表示为sn＝sn,I+jsn,Q，sn,I表示同相分量，sn,Q表示正交分量；而Pn表示用户UE-n(n＝1,2,…,N)所分配的功率，且满足Ptotal表示总功率；wn,m表示加性高斯白噪声，其均值为0且方差
各个接收天线分别对各自接收信号进行OFDM解调后再进行分集合并最后得到的信号表示为：
其中，yn表示第n(n∈{1,2,…,N})个用户接收到的叠加信号；而hn和wn分别为根据分集合并方式合并后的信道系数和噪声。
进一步的，步骤二中根据各用户信号功率及调制方式构建联合星座图的方法具体如下：
先根据信号功率从大到小对各个用户信号进行排序，假设排序结果为：
Order(st1)<Order(st2)<…<Order(stN)
其中，t1,t2,…,tN∈{1,2,…,N}；
根据各个用户信号sn(n＝1,2,…,N)的调制方式，确定sn在联合星座点中占用的调制比特数(对于BPSK的调制方式，调制比特数为1，且sn,Q＝0，以下均不考虑sn,Q，按照排序依次记为(2lt1,2lt2,…,2ltN)；
这N个用户信号的信息比特可以分别表示为
根据联合星座图可知：
进一步的，所述步骤四中计算各个信息比特的对数似然比的方法具体如下：
通过下面的方法计算各个调制比特的对数似然比LLR(bi)(2lt1+2lt2+…+2ltk-1+1≤i≤2lt1+2lt2+…+2ltk：
其中，定义
zn,I表示同相分量，zn,Q表示正交分量，二者相互独立；集合C0表示联合星座图中bi＝0的符号的集合，C1表示联合星座图中bi＝1的符号的集合，且符号α∈C0，符号β∈C1，而α和β的复值又可以分别表示为α＝αI+jαQ和β＝βI+jβQ，这里αI和βI表示同相分量，αQ和βQ表示正交分量；||hn||为hn的范数，为wn的方差。
本发明的优点及有益效果如下：
本发明在接收端直接根据联合星座图计算出各个用户信号的信息比特的软信息LLR值，然后将软信息作为译码器的输入进行译码，在信号处理过程中，不需要使用SIC的设计思路，可以大幅降低复杂度和处理时延；此外，在计算调制比特的软信息的过程中，由于参考的联合星座图考虑了干扰信号的信号特征，因此检测性能基本没有损失。
本发明可以满足未来5G非正交多址接入系统下行链路的信号接收。
附图说明
图1是本发明提供优选实施例NOMA下行链路模型；
图2为非正交多址接入下行链路信号检测流程图；
图3为联合星座图构建方法；
图4为两个用户信号叠加后的联合星座图。
具体实施方式
以下结合附图，对本发明作进一步说明：
图2是本发明一种非正交多址接入下行链路信号接收方法及装置的流程图。根据图2所示，可知实施例具体包括以下流程：
如图1，假定在NOMA下行链路中，发送端和接收端采用单发双收模式，子带B上的用户UE-n(n＝1,2)中靠近小区中心的为用户UE-1，远离小区中心的为用户UE-2，在发送端进行独立调制，其中UE-2采用QPSK，UE-1采用16QAM。
第一步，将接收端的两个接收天线分别先后进行OFDM解调后再进行分集合并，这里选择MRC合并方式，得到yn(n＝1,2)；具体过程如下：
在接收端，第n(n∈{1,2})个用户接收信号可表示为
其中，yn,m表示的第m(m＝1,2)个天线的接收信号，hn,m表示发送天线和第m个接收天线之间的信道系数，sn表示用户UE-n(n＝1,2)的信号，且sn的复值符号可以表示为sn＝sn,I+jsn,Q，sn,I表示同相分量，sn,Q表示正交分量；而Pn表示用户UE-n(n＝1,2)所分配的功率，且满足
Ptotal表示总功率；而wn,m表示加性高斯白噪声，其功率为0且方差为σ2。
两个接收天线分别进行OFDM解调后再进行最大比合并(MRC)，得到的信号可表示为
其中，yn表示第n(n∈{1,2})个用户接收到的叠加信号；而hn和wn分别为最大比合并后的信道系数和噪声，并且有
第二步，根据各用户信号功率及调制方式构建联合星座图；
根据用户信号功率对用户信号进行排序，因为P1<P2，所以Order(s2)<Order(s1)；
s1和s2在发送端采用独立调制，其中UE-2采用QPSK，UE-1采用16QAM，可知其符号的调制比特数分别为2l2＝2，2l1＝4，因此联合星座图中的星座点数为22+4；根据联合星座图中叠加信号的调制比特映射规律可构造出联合星座图，如图3所示。
s2和s1的比特分别表示为和如图3，根据上述联合星座图中调制比特的映射规律，有以下对应关系：
第三步，根据用户信号的功率排序和调制比特数，结合构造的联合星座图可以推算出用户信号的信息比特在联合星座图中符号对应的调制比特中的位置。
如图4所示，由第二步知UE-2和UE-1的信号功率排序为Order(s2)<Order(s1)，又由于s2的调制比特数为2l2＝2，因此可推算出s2的信息比特所对应的联合星座点中的调制比特位置，即
b1,b2
由于s1的调制比特数为2l2＝4，因此可推算出s1的信息比特所对应的联合星座点中的调制比特位置，即
b3,b4,b5,b6
第四步，然后可以根据以下方法计算对数似然比LLR(bi)(i＝1,2,3,4,5,6)：
其中定义
集合C0表示联合星座图中bi＝0的符号的集合，C1表示联合星座图中bi＝1的符号的集合，且符号α∈C0，符号β∈C1，而α和β的复值又可以分别表示为α＝αI+jαQ和β＝βI+jβQ，这里αI和βI表示同相分量，αQ和βQ表示正交分量；可计算出
因此，式(1)根据图3可以进一步展开，
其中b1的LLR值计算方法为
b2的LLR值计算方法为
b3的LLR值计算方法为
b4的LLR值计算方法为
b5的LLR值计算方法为
b6的LLR值计算方法为
式(2)、(3)、(4)、(5)、(6)、(7)中且d2<4d1；
根据式(2)、(3)可以计算出的LLR(b1)、LLR(b2)即为s2符号中的信息比特的软信息LLR值，根据式(4)、(5)、(6)、(7)计算出的LLR(b3)、LLR(b4)、LLR(b5)、LLR(b6)即为s1符号中的比特的软信息。
第五步，将s2和s1符号中的信息比特和的软信息作为Turbo译码器的输入，可分别得到s2和s1的信息比特和
如上所述，本发明提出一种联合检测算法，作为NOMA下行链路的信号接收方法，具体地分析了信号处理流程，为面向5G的多址接入技术NOMA的信号检测技术的研究提供了参考。
本发明的有益效果是：
本发明应用到的联合检测的方法是在接收端直接根据联合星座图计算出各个用户信号的调制比特的软信息LLR值，然后将让软信息作为译码器的输入进行译码，在信号处理过程中，不需要使用SIC的设计思路，可以大幅降低复杂度和处理时延；此外，在计算调制比特的软信息的过程中，由于参考的联合星座图考虑了干扰信号的信号特征，因此检测性能基本没有损失。
以上这些实施例应理解为仅用于说明本发明而不用于限制本发明的保护范围。在阅读了本发明的记载的内容之后，技术人员可以对本发明作各种改动或修改，这些等效变化和修饰同样落入本发明权利要求所限定的范围。

Claims (5)

1.一种非正交多址接入下行链路信号接收方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤一：获得用户接收端的各个接收天线信号，并对各个接收天线信号分别进行正交频分复用解调，然后进行分集合并，得到用户的接收信号yn；
步骤二：根据各用户信号功率及调制方式构建联合星座图；
步骤三：按照功率排序及联合星座图中调制比特的映射规律，推算排序为k的用户信号stk的信息比特所对应的联合星座点中的调制比特位置；
步骤四：计算排序为k的用户信号stk的信息比特的对数似然比；
步骤五：将计算出的对数似然比输入译码器进行译码，得到非正交多址接入下行链路的信息比特，完成用户信息接收。
2.根据权利要求1所述的非正交多址接入下行链路信号接收方法，其特征在于，所述非正交多址接入下行链路的发送端和接收端均采用多天线收发模式，子带上的用户UE-n采用独立调制，n＝1,2,…,N，且用户各自的调制方式根据调制与编码策略MCS等级配置为BPSK、QPSK、16QAM和64QAM中的一种。
3.根据权利要求2所述的非正交多址接入下行链路信号接收方法，其特征在于，步骤一所述用户接收端的各个接收天线信号分别进行正交频分复用解调，然后进行分集合并，得到用户的接收信号yn；具体如下：
在接收端，第n个用户接收信号表示为
其中，yn,m表示第m个天线的接收信号，m＝1,2,…,M，hn,m表示发送天线和第m个接收天线之间的信道系数，sn表示用户UE-n的信号，且sn的复值符号表示为sn＝sn,I+jsn,Q，sn,I表示同相分量，sn,Q表示正交分量；而Pn表示用户UE-n所分配的功率，且满足Ptotal表示总功率；wn,m表示加性高斯白噪声，其均值为0且方差
各个接收天线分别对各自接收信号进行OFDM解调后再进行分集合并最后得到的信号表示为：
其中，yn表示第n个用户接收到的叠加信号；而hn和wn分别为根据分集合并方式合并后的信道系数和噪声。
4.根据权利要求3所述的非正交多址接入下行链路信号接收方法，其特征在于，步骤二中根据各用户信号功率及调制方式构建联合星座图的方法具体如下：
先根据信号功率从大到小对各个用户信号进行排序，假设排序结果为：
Order(st1)<Order(st2)<…<Order(stN)
其中，t1,t2,…,tN∈{1,2,…,N}；
根据各个用户信号sn的调制方式，确定sn在联合星座点中占用的调制比特数，对于BPSK的调制方式，调制比特数为1，且sn,Q＝0，以下均不考虑sn,Q，按照排序依次记为2lt1,2lt2,…,2ltN；
这N个用户信号的信息比特分别表示为
根据联合星座图得到：
5.根据权利要求3所述的非正交多址接入下行链路信号接收方法，其特征在于，所述步骤四中计算排序为k的用户信号stk的信息比特的对数似然比具体为；
通过下面的方法计算各个调制比特的对数似然比LLR(bi)：
其中，定义
zn,I表示同相分量，zn,Q表示正交分量，二者相互独立；集合C0表示联合星座图中bi＝0的符号的集合，C1表示联合星座图中bi＝1的符号的集合，且符号α∈C0，符号β∈C1，而α和β的复值又分别表示为α＝αI+jαQ和β＝βI+jβQ，这里αI和βI表示同相分量，αQ和βQ表示正交分量；||hn||为hn的范数，为wn的方差。
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